CC BY
76
Якщо у робочому режим! у = 15 + 20°, то
(18)
Аналог!чно можливо п!драхувати й екв!валентну !ндуктивн!сть якоря:
Ул
Ья « (2 - «1,85!ф,
(19)
де ¿ф - !ндуктивн!сть однЫ фазно'1' обмотки.
Отже, у випадку живлення !мпульсного перетворю-вача в!д трифазно' мереж! зм!нного струму через д!-одний випрямляч можливо вважати, що за формулами (17), (19):
Гя, (20)
(21)
перетворювача виникають низькочастотш коливання енерги м!ж ф!льтром та генератором.
3 виконаних досл!джень можливо зробити так! вис-новки.
1. Одержан! загальн! сп!вв!дношення вих1дно! вольт-амперно'' характеристики !мпульсного перетворювача для зниження напруги нерегульованого джерела, з яко' можливо одержати вх!дну та зовшшню характеристики з вх!дним ф!льтром та без нього.
2. При живленн! !мпульсного перетворювача в!д ви-прямляча або генератора виникають низькочастотш коливання вихщно! напруги, як! залежать в!д сп!вв!дно-шення частот комутацп випрямляча та комутатора, а та-кож - в1д автоколивальних процеав обм1ну енергй' м1ж конденсатором фшьтру та 1ндуктивн1стю джерела енерги.
3 урахуванням формул (20), (21) для цього випадку живлення можливо розрахувати потр1бш вольт-амперш характеристики перетворювача за вищенаведеними ств-в1дношеннями.
Якщо !мпульсний перетворювач живиться через дюд-ний випрямляч в1д трифазно' мереж! змшного струму, то в результат! пер!одичних комутац!й в д!одному випрямляч!, як! в!дбуваються з деякою частотою, пер!о-дично зм!нюються Ядж, ¿дж. В одних пром!жках часу це 2r, 2Ьф, а в !нших - 1,5r; 1,5Ьф. Тому виникають пе-р!одичн! (!нфранизькочастотн!) коливання напруги на виход! !мпульсного перетворювача, частота яких зале-жить в!д сп!вв!дношення частот виникнення комутац!й-ного процесу у випрямляч! та комутац!' !мпульсного пе-ретворювача.
1ншою причиною появи низькочастотних коливань вих!дно!' напруги перетворювача е така. Ф!льтровий конденсатор з емн!стю Сф1 та !ндуктивн!стю ¿дж + ¿ф1, де ¿ф1 - !ндуктивн!сть вх!дного ф!льтрового дроселя, створюе коливальний контур. При пер!одичному (з частотою комутац!' випрямляча) зм!ненн! ¿дж виникають !нфранизькочастотн! коливання, частота яких залежить в!д сп!вв!дношення власно'' частоти вх!дного ф!льтру та частоти комутац!' д!одного випрямляча.
При живленн! !мпульсного перетворювача з вх!дним ф!льтром в!д генератора пост!йного струму на виход!
ПЕРЕЛ1К ПОСИЛАНЬ
1. Флора В.А-, Коробков Ю.С. Полупроводниковые устройства: Методическое пособие по курсу "Электрические и электронные аппараты" для студентов, обучающихся по направлению "Электротехника, электромеханика и электротехнологии". М.: Издательство МЭИ, 2002 - 64 с.
2. Флора В.Д. Вплив параметр1в джерела та навантаження на характеристики ¡мпульсного перетворювача в режим! зниження напруги. // Радюелектрошка, ¡нформатика, управлшня. - 2000. - №2. - С. 26 - 30.
3. Флора В.Д. Визначення параметр1в вх1дного та вих1дного ф1льтр1в знижуючого напругу ¡мпульсного перетворювача для електротранспорту. // Електротехшка та електро-енергетика. - 2003. - № 1. - С. 18-24.
4. Винников Д., Бойко В., Лаугис Ю. Исследование возможностей применения ультраконденсаторов в электросистеме автомобиля. // Техшчна електродинамта. Тематичний випуск: Силова електрошка та енергоефек-тивжсть. Ч. 3. - 2003. - С. 27-30.
5. Захарченко Д.Д., Ротанов Н.А. Тяговые электрические машины. - М.: Транспорт, 1991. - 343 с.
Надшшла 26.03.2004 Шсля доробки 05.10.2004
Для импульсного преобразователя, понижающего напряжение нерегулируемого источника постоянного тока, получены аналитические выражения общих вольт-амперных, входных и внешних характеристик преобразователя при питании от различных источников.
The general dependence of volt-ampere characterization for the pulse invertor getting different power suppli is obtained. This dependence allows to get an external, regulating and other characterizations.
гя = 1,85r
¿я.
УДК 621.396
Н.П. Чернобородова, М.П. Чернобородое
ЦИФРОВАЯ СИСТЕМА КОМПЕНСАЦИИ ИМПУЛЬСНЫХ ПОМЕХ
Проведено математическое моделирование линейного од-ноканального алгоритма работы цифровой системы компенсации несинхронных импульсных помех в когерентно-импульсном радиолокаторе. Показана высокая эффективность предложенной системы компенсации в сложной сиг-нально-помеховой обстановке при использовании простых зондирующих сигналов.
ВВЕДЕНИЕ
К современным радиолокационным станциям (РЛС) предъявляются высокие требования к помехозащищенности в условиях воздействия комбинированных помех. Существующие технические решения при воздействии
несинхронных импульсных помех предполагают включение в состав системы помехозащиты РЛС известной [1] схемы ШОУ (широкая полоса - ограничение - узкая полоса), предложенной в 1943 г. Щусевым. Однако применение нелинейных алгоритмов обработки сигналов в приемном тракте РЛС приводит к снижению эффективности доплеровской фильтрации сигналов. Обусловлено это возникновением дополнительных спектральных составляющих вследствие нелинейного преобразования принимаемой смеси сигналов и помех. Поэтому использование алгоритма ШОУ существенно ограничивает возможности когерентно-импульсных РЛС в части обнаружения полезных сигналов на фоне пассивной компоненты комбинированной (пассивная + несинхронная импульсная) помехи.
ПОСТАНОВКА ЗАДАЧИ
В [2] и [3] рассмотрена перспективная линейная одноканальная цифровая система компенсации (ЦСК) несинхронных импульсных помех (НИП), предназначенная для устранения влияния действующей помехи на процедуру обнаружения целей в цифровых системах первичной обработки радиолокационных станций. При этом исследование проводилось в предположении, что несинхронная импульсная помеха присутствовала среди откликов только от одного зондирующего импульса частотной пачки. Т. е. длительность такой одиночной несинхронной импульсной помехи не превышала периода повторения зондирующих импульсов анализируемой частотной пачки, и такая помеха попадала в анализируемый дискрет дальности только один раз за одну частотную пачку зондирующих импульсов (более подробно см. [2]).
Однако, в реальной сигнально-помеховой обстановке нередко встречаются ситуации, когда несинхронные импульсные помехи попадают в обрабатываемый дискрет дальности чаще, чем один раз за пачку зондирующих импульсов. При этом амплитудный портрет спектра таких импульсных помех перестает быть равномерным, что нередко усложняет процедуру их обнаружения и/ или процедуру обнаружения целей на их фоне. В этой связи возникает необходимость рассмотреть более общий случай, когда в обрабатываемом дискрете дальности частотной пачки, содержащей N эхо-импульсов, присутствует несколько несинхронных импульсных помех.
Пусть на вход цифровой системы первичной обработки РЛС поступают последовательности откликов N зондирующих импульсов, составляющих аддитивную смесь сигналов от целей, активных и пассивных помех, принятых антенной радиолокатора:
£( г) = £н( г) + £ш.п.(г) + £ц (г) + £п.п. (г), (1)
где £н(г) - несинхронная импульсная помеха; <£ш.п.(г) -активная шумовая помеха; £?ц(г) - отраженный от цели сигнал; ,?п.п.(г) - пассивная помеха.
Предположим, что с выхода устройства формирования квадратурных составляющих на вход ЦСК НИП
поступают 3 импульсные помехи в разные моменты времени (среди откликов от разных зондирующих импульсов анализируемого дискрета дальности). Рассмотрим случай прохождения только импульсных помех, т. е. S(t) = SH( t).
АЛГОРИТМ РЕШЕНИЯ ПРИ ОДИНОЧНОЙ
ПОМЕХЕ
В [2] было показано, что одиночная НИП после расфильтровки присутствует во всех фильтрах с модулем амплитуды |Gнип|, равным модулю амплитуды НИП на входе устройства ДПФ |<?нип|, а сдвиг фаз между спектральными составляющими НИП соседних фильтров ДПФ - постоянный и определяется временем поступления одиночной помехи на вход ЦСК. Т. е., одиночная НИП имеет равномерный амплитудный и линейно изменяющийся фазовый спектры. Поскольку дискретное преобразование Фурье производит когерентное накопление обрабатываемых входных данных с одинаковыми модулями амплитуд и линейно изменяющимися (нарастающими или убывающими) фазами, то спектральные составляющие НИП могут быть обработаны по алгоритму преобразования Фурье с целью когерентного накопления амплитуды помехи в одном из фильтров. В случае когерентного накопления импульсной помехи в одном из фильтров становится возможным ее обнаружение. Т. о., обработка спектральных составляющих G(n), где n - номер фильтра, по алгоритму преобразования Фурье (повторно) позволяет определить момент поступления в цифровую систему обработки одиночной импульсной помехи. Эта функция X(i) позволяет когерентно накопить амплитуду НИП в том фильтре повторного преобразования Фурье i, который соответствует номеру зондирующего импульса l, среди откликов от которого присутствует одиночная импульсная помеха, т. е. определить момент (время) воздействия НИП. Таким образом, функция X(i) для рассматриваемого дискрета дальности будет иметь унимодовую характеристику.
АЛГОРИТМ РЕШЕНИЯ В СЛОЖНОЙ
ПОМЕХОВОЙ ОБСТАНОВКЕ
В случае воздействия нескольких импульсных помех в одном дискрете дальности, функция X(i) будет иметь многомодовую характеристику с числом мод, равным количеству импульсных помех в текущем дискрете частотной пачки. Номера фильтров повторного преобразования Фурье с когерентно накопленными амплитудами помех содержат информацию о времени (моментах) воздействия каждой из помех, которые соответствуют тем периодам повторения зондирующих импульсов, среди откликов от которых в рассматриваемом дискрете дальности присутствовали импульсные помехи.
Таким образом, как в случае одиночной импульсной помехи, так и в случае нескольких импульсных помех в дискрете, определив номера фазовых фильтров повторного преобразования Фурье, в которых произошло коге-
рентное накопление дискретизированных функций времени Х,( I), можно вычислить номера зондирующих импульсов I, среди откликов от которых присутствовали импульсные помехи (более подробно см. [2]).
Анализ прохождения импульсных помех через устройство вычисления преобразования Фурье позволяет сформулировать алгоритмы обнаружения, определения параметров и компенсации импульсных помех. На рис. 1 представлена соответствующая им структурная схема ЦСК НИП, реализованная по циклическому алгоритму компенсации импульсных помех во временной области [3].
Рисунок 1 - Структурная схема ЦСК НИП:
ОЗУ - оперативное запоминающее устройство; «х» - умножитель; К; -коэффициенты применяемого весового окна; ДПФ - устройство вычисления дискретного преобразования Фурье; ПУ - пороговое устройство; УВ - устройство вычисления параметров несинхронной импульсной помехи; «-» -устройство вычитания; К - коммутатор
ЦСК НИП работает следующим образом. На вход системы поступают квадратурные составляющие £( I), соответствующие данным текущего дискрета некоторой частотной пачки принятой радиолокационной информации (I = где N - количество зондирующих импульсов). Эта входная информация поступает на вход устройства вычисления дискретного преобразования Фурье (ДПФ) для получения спектра входного сигнала. Далее эти спектральные составляющие задерживается в ОЗУ на время, необходимое для проведения компенсации всех возможно присутствующих импульсных помех. Одновременно, спектральные составляющие входного сигнала повторно поступают на вход устройства ДПФ для определения момента поступления НИП на вход ЦСК. При использовании весовой обработки с целью минимизации уровня боковых лепестков соседних (перекрывающихся) фильтров ДПФ входные данные домножаются на коэффициенты применяемого весового окна К;.
Повторно обработанные спектральные составляющие входного сигнала по алгоритму преобразования Фурье поступают на вход порогового устройства ПУ, где производится сравнение их амплитуд с порогом обнаружения импульсной помехи Рн. В случае обнаружения каждой очередной импульсной помехи она поступает на вход устройства вычисления (УВ) параметров импульсных помех (начальной фазы, амплитуды и номера зондирующего импульса т, среди откликов от которого присутствует очередная импульсная помеха).
По известным параметрам обнаруженной импульсной помехи в устройстве вычитания производится ее компенсация в спектральной области: из каждой задержанной линией задержки ОЗУ спектральной составляющей ана-
лизируемого дискрета О(п) вычитается комплексная амплитуда помехи Он(т), вычисленная в устройстве УВ. Скомпенсированный таким образом сигнал О к( п) = = (С(п) - Он(т)Уп = 1...М, поступает на вход коммутатора.
В случае обнаружения хотя бы одной импульсной помехи в рассматриваемом дискрете дальности скомпенсированный сигнал через коммутатор снова задерживается в ОЗУ и одновременно подается на вход устройства ДПФ с целью обнаружения и последующей компенсации возможно присутствующих оставшихся импульсных помех. Необходимость в такой обратной связи обуславливается применением адаптивного порога обнаружения НИП Рн.
С целью иллюстрации работы алгоритма ЦСК НИП, ограничимся рассмотрением случая воздействия на РЛС, излучающей частотные пачки из 8 простых зондирующих импульсов, только импульсных помех, т. е. £(г) = ¿¡н(г). Будем считать, что НИП воздействует на РЛС в 3-м, 5-м и 6-м периодах повторения зондирующих импульсов. Модули амплитуды и фазы НИП рассматриваемого дискрета дальности текущей частотной пачки на входе устройства ДПФ в зависимости от номера зондирующего импульса ; представлены на рис. 2 и 3, соответственно.
Приведенные на рис. 2 и 3 данные, обработанные по алгоритму 8-точечного ДПФ без весового окна, представлены на рис. 4 и 5, соответственно, в зависимости от номера фильтра п. Из рис. 4 и 5 следует, что при воздействии нескольких импульсных помех в одном дискрете дальности разных периодов повторения их амплитудный спектр (см. рис. 4) не будет равномерным, а фазовый (см. рис. 5) - линейно изменяющимся. Но при этом амплитудно-фазовые соотношения между спектральными составляющими соседних фильтров ДПФ такой «суммарной» помехи позволят произвести когерентное накопление присутствующих НИП путем (повторной) обработки по алгоритму ДПФ спектра входного сигнала. На рис. 6 и 7 представлены модули амплитуд и фазы НИП после повторной обработки по алгоритму ДПФ в зависимости от номера зондирующего импульса ;: все НИП когерентно накопились в фазовых фильтрах ДПФ, соответствующих времени их поступления на вход ЦСК (см. рис. 2 и 3). При этом модули амплитуд когерентно накопленных НИП |Хнип| (см. рис. 6) с точностью до коэффициента когерентного накопления ДПФ (равному числу импульсов или фильтров) N = 8 соответствует модулям амплитуд НИП, присутствующих на входе ЦСК (см. рис. 2). Фазы когерентно накопленных НИП (см. рис. 7) соответствуют фазам НИП, присутствовавших на входе системы компенсации (см. рис. 3).
С целью обнаружения НИП, возможно присутствующих среди откликов в рассматриваемом дискрете дальности, необходимо последовательно сравнить амплитуду каждой составляющей \х(1 )| с величиной порога обнаружения импульсной помехи Рн. При выполнении условия \х( 1)\> Рн становится возможным определение момента поступления одиночной импульсной помехи [4].
Рисунок 2 - Модули амплитуд НИП на входе ДПФ
Рисунок 4 - Модули амплитуд спектра НИП после обработки по алгоритму ДПФ
Рисунок 3 - Фазы НИП на входе ДПФ
Рисунок 5 - Фазы спектра НИП после обработки по алгоритму ДПФ
1x^1, абс. ед.
1 4001 200 1 000800600 4002000' •
; ; : ;
I :
:......
.......I.......■...... ......■......
; 1 1 1 1
Рисунок 6 - Модули амплитуд НИП после повторной обработки по алгоритму ДПФ
Таким образом, обработка спектральных составляющих 6(п) входного сигнала по алгоритму преобразования Фурье позволяет произвести обнаружение всех присутствующих в анализируемом дискрете дальности НИП, вычислить их параметры (определить моменты поступления каждой помехи, ее модуль амплитуды и начальную фазу) и произвести их компенсацию.
РЕЗУЛЬТАТЫ МОДЕЛИРОВАНИЯ
Для оценки эффективности ЦСК НИП, представленной на рис. 1, было проведено математическое моделирование. С выхода устройства формирования квадратурных составляющих на вход цифровой системы компенсации поступала аддитивная смесь НИП, шумовой помехи, отраженного от цели сигнала и пассивной помехи со следующими параметрами для рассматриваемого дискрета дальности:
0 1 2 3 4 5 6 7
Рисунок 7 - Фазы НИП после повторной обработки по алгоритму ДПФ
НИП № 1: амплитуда - 9 разрядов АЦП (150 абс. ед.); начальная фаза - 15°; время - присутствует среди откликов только от зондирующего импульса № 2 частотной пачки;
НИП № 2: амплитуда - 8 разрядов АЦП (100 абс. ед.); начальная фаза - 100; время - присутствует среди откликов только от зондирующего импульса № 3;
НИП № 3: амплитуда - 9 разрядов АЦП (200 абс.
ед.); начальная фаза--70°; время - присутствует среди
откликов только от зондирующего импульса № 7; дисперсия собственных шумов - 3 разряда АЦП при нулевом математическом ожидании; цель: амплитуда - 4 разряда АЦП (|^?ц(/)| = 10 абс. ед.), начальная фаза - 0, доплеровский сдвиг фазы - 90; пассивная помеха: амплитуда - 4 разряда АЦП (| (/)| = 10 абс. ед.), начальная фаза - 15, доплеровский сдвиг фазы пассивной помехи - 10.
Сформированные квадратурные составляющие аддитивной смеси подавались на вход ЦСК НИП с целью ком-
пенсации присутствующих импульсных помех. При вычислении 8-точечного ДПФ весовое окно не применялось.
На рис. 8...12 представлены результаты работы ЦСК НИП, позволяющие оценить ее эффективность в условиях сложной сигнально-помеховой обстановки.
На рис. 8 приведены модули амплитуды спектра входного сигнала без компенсации. Если не учитывать шумовую составляющую входной смеси сигналов, то, согласно заданным параметрам, модули амплитуд спектральных составляющих цели и пассивной помехи можно рассчитать исходя из следующих соображений. Для применяемого 8-точечного ДПФ без весовой обработки входных данных, отклики с постоянным модулем амплитуды \А\ и доплеровскими сдвигами фазы, кратными 360/N=360/8=45 N - количество фильтров ДПФ), будут попадать строго в центр фильтра ДПФ и когерентно накапливаться в нем с амплитудой, равной \А\ ■ N. Поскольку доплеровский сдвиг фазы цели задавался 90, то отклик от цели должен накопиться в фильтре ДПФ № 2 с амплитудой, равной |Бц(I)| ■ N = = 10 ■ 8 = 80 абс. ед. Отклик от пассивной помехи, должен накопиться в фильтре ДПФ № 0 с амплитудой, приблизительно (из-за флуктуации положения местного предмета, поскольку доплеровский сдвиг фазы пассивной помехи задавался не нулевым) равной |Бп.п(I)| ■ N = = 10 ■ 8 = 80 абс. ед.
В результате моделирования установлено (см. рис. 8), что вследствие воздействия НИП модуль спектральной составляющей пассивной помехи увеличился в 4 раза (до 260 абс. ед.), а модуль спектральной составляющей цели уменьшился в 4 раза (до 20 абс. ед.) относительно заданных значений. Резкое увеличение амплитуды пассивной
помехи может вызвать появление ложного обнаружения, особенно в случае применения в устройствах обнаружения, входящих в состав ЦСК РЛС, алгоритмов выявления целей, движущихся с нулевой радиальной скоростью относительно РЛС, например, алгоритмов с использованием карты местных предметов [5].
Уменьшение когерентно накопленной амплитуды цели до 20 абс. ед. из-за воздействия НИП приводит к существенному усложнению обнаружения цели из-за того, что ее амплитуда стала очень близкой к значению модулей амплитуд спектра шумовой составляющей входного сигнала (см. рис. 9). При этом обнаружение не возможно ни для простейшего порогового обнаружителя, для которого значение порога определяется фиксированным уровнем шумов (т. е. с постоянным порогом обнаружения по дальности - см., например, [5]), ни для систем стабилизации ложных тревог с обучающей выборкой (т. е. с адаптивным порогом обнаружения по дальности - см., например, [6]). В последнем случае порог обнаружения формируется для каждого дискрета дальности анализируемой частотной пачки в зависимости от уровня шумов в скользящем «окне» по дальности, а анализируемый дискрет дальности находится в середине такого «окна».
Существенное возрастание уровня шумов вследствие присутствия НИП (см. рис. 8) по сравнению с их действительным уровнем (см. рис. 9), приводит к тому, что описанные обнаружители сформируют сигналы ложного обнаружения по фильтрам № 1, 3.7.
На рис. 10 представлены модули амплитуды спектра сигнала Б(г) = Бш.п.(г) + Бц(г) + Бп.п.(г) с указанными выше параметрами в отсутствие НИП (что эквивалентно
Рисунок 8 — Модуль амплитуды сигнала Б(г) без компенсации НИП
Рисунок 9 — Модуль амплитуды шумовой составляющей сигнала Б(г)
Рисунок 10 — Модуль амплитуды смеси Б(г) при идеальной компенсации НИП
Рисунок 11 — Модуль амплитуды Б(г) на выходе цифровой системы компенсации НИП (при реальной компенсации НИП)
случаю идеальной компенсации) как эталонные для сравнения с представленными на рис. 11 модулями амплитуды спектра сигнала £(^ = Бп(t) + (t) + ^ц(^ + t) с выхода ЦСК (что соответствует случаю реальной компенсации).
Представленные на рис. 11 модули амплитуды сигнала &(^ свидетельствуют о высокой эффективности работы ЦСК НИП: все 3 присутствующие импульсные помехи подавлены полностью, а значения когерентно накопленных амплитуд пассивной помехи и цели в соответствующих фильтрах ДПФ после компенсации помех изменились в пределах 10%. Уровень шумов в фильтрах № 1, 3, 4 несущественно уменьшился, а в фильтрах № 5...7 - несущественно возрос. Кроме того, сравнение спектральных составляющих рис. 10 и 11 свидетельствует о том, что ЦСК НИП не вносит нелинейных искажений в скомпенсированный сигнал.
ВЫВОДЫ
В результате математического моделирования установлено, что, в общем случае, в условиях сложной сиг-нально-помеховой обстановки предложенный линейный алгоритм компенсации несинхронной импульсной помехи имеет достаточно высокую эффективность. В дальнейшем необходимо провести дополнительные исследования работоспособности предложенного алгоритма в условиях использования сложных сигналов.
ПЕРЕЧЕНЬ ССЫЛОК
1. Гоноровский И. С. Радиотехнические цепи и сигналы, часть II, М.,Сов. радио, 1967. - 328 с.
2. ЧасовскийВ. А, ЧернобородоваН.П., Чернобородов М. П., Пиза А. М. Цифровая система компенсации несинхронных импульсных помех // Радюелектрошка. ¡нформатика. Управлшня. - 2002. - №2. - С. 41-44.
3. ЧернобородоваН. П., Чернобородов М. П. Моделирование цифровой системы компенсации несинхронных импульсных помех // Радюелектрошка. ¡нформатика. Управлшня. - 2003. - №2. - С. 74-78.
4. Цифрова система компенсацп несинхронних ¡мпульсних завад: Пат. 58183 А Укра'ша: МКИ3 G 01 S 7/36/ Часовсь-кий В.О., Чорнобородова Н.П., Чорнобородов М.П.; №2002108319; Заявлено 21.11.2002; Опубл. 15.07.2003, Бюл. №7.
5. Бакулев П. А., Степин В. М. Методы и устройства селекции движущихся целей. - М.: Радио и связь, 1986. - 288 с., ил.
6. Пристрш для визначення середнього р1вня шуму за його в1дл1ками: Пат. 56651 А УкраТна: МКИ3 G 01 S 7/36, H 04 B 15/00/ Чорнобородова Н.П., Чорнобородов М.П.; №2002086587; Заявл. 07.08.2002; Опубл. 15.05.2003, Бюл. №5.
Надшшла 17.05.2004 Шсля доробки 20.11.2004
Проведено математичне моделювання лттного однока-нального алгоритму роботи цифрово'гсистеми компенсацп несинхронних гмпульсних завад у когерентно-гмпульсному ра-дюлокатор1. Показана висока ефективтсть запропонованоЧ системи компенсацп у складному сигнально-завадовому ото-чент за використання простих гмпульсгв зондування.
There has been mathematically modelled the linear singlechannel algorithm of the digital system operation for cancelling asynchronous pulse interface in the coherent pulse radar. A high efficiency of the offered cancellation system is shown for complicated signal interference environment when using simple transmitting signals.
