CC BY
80
УДК 621.391.828
Н.П. Чернобородова, М.П. Чернобородов
МОДЕЛИРОВАНИЕ ЦИФРОВОЙ СИСТЕМЫ КОМПЕНСАЦИИ НЕСИНХРОННЫХ ИМПУЛЬСНЫХ ПОМЕХ
Методом математического моделирования проанализирован алгоритм обработки радиоло-кационной информации, поступающей на вход когерентно-импульсной РЛС, который позволяет произвести обнаружение и компенсацию несинхронной импульсной помехи (НИП) по результатам анализа данных одного (основного) канала приема РЛС в одном элементе разрешения по дальности. Показана высокая эффективность цифровой системы компенсации НИП, реализованной на этом алгоритме.
ВВЕДЕНИЕ
Современные радиолокационные станции (РЛС) предназначены для решения задач обнаружения сигналов от целей при воздействии естественных и искусственных помех. Импульсные помехи производятся самыми разнообразными источниками и могут иметь как естественное (например, молнии), так и искусственное происхождение (например, зондирующий сигнал другой РЛС). Поэтому защита от импульсных помех -важный элемент комплексной помехозащищённости РЛС.
ПОСТАНОВКА ЗАДАЧИ
Алгоритм функционирования перспективной цифровой системы компенсации (ЦСК) несинхронных импульсных помех (НИП) на основе анализа временных, энергетических и спектральных характеристик НИП, воздействующих на когерентно-импульсную РЛС, по результатам обработки радиолокационной информации только одного (основного) канала приема РЛС и в одном элементе разрешения по дальности (дискрете) подробно изложен в [1]. Но в [1] не произведена оценка эффективности алгоритма компенсации НИП. В данной статье методом математического моделирования иллюстрируется работа алгоритма и производится оценка эффективности описанной системы.
Структурно, алгоритм компенсации одиночной импульсной помехи, лежащий в основе рассматриваемой ЦСК НИП, может быть реализован как во временной области, так и в частотной [1].
Устройства компенсации, основанные на реализации алгоритма во временной области, могут применяться в любых цифровых системах первичной обработки (ЦСПО) РЛС без ограничений, т.к. в этом случае структура входного сигнала не будет изменена устройством компенсации импульсной помехи. Устройства компенсации, основанные на реализации алгоритма в частотной области, могут применяться только в тех системах обра-
ботки, в которых выполняется спектральный анализ на основе преобразования Фурье, поскольку в этом случае структура входного сигнала устройством компенсации импульсной помехи изменяется полностью.
АЛГОРИТМ РАБОТЫ ЦСК
Вследствие большей универсальности, рассмотрим структурную схему ЦСК НИП, основанную на реализации алгоритма во временной области [1] (см. рис. 1).
На вход устройства поступают квадратурные составляющие S(l) , соответствующие данным одной частотной пачки принятой радиолокационной информации. Эта входная информация задерживается линией задержки ОЗУ на время, необходимое для проведения компенсации возможно присутствующей несинхронной импульсной помехи. Одновременно, эти же квадратурные составляющие поступают на вход первого устройства вычисления дискретного преобразования Фурье (ДПФ) для получения спектра входного сигнала. Для определения момента поступления на вход приёмной антенны РЛС импульсной помехи спектральные составляющие поступают на вход второго устройства ДПФ. В случае использования весовой обработки с целью минимизации уровня боковых лепестков соседних (перекрывающихся) фильтров преобразования Фурье устройства ДПФ входные данные домножаются на коэффициенты применяемого весового окна Kj.
Повторно обработанные спектральные составляющие входного сигнала по алгоритму преобразования Фурье
поступают на вход устройства |X(l)|max, в котором производится поиск наибольшей составляющей среди значений амплитуд фильтров преобразования Фурье и передача номера этой составляющей на вход устройства вычисления параметров импульсной помехи УВ. Найденная составляющая с наибольшей амплитудой с
выхода устройства \X( l )| max поступает на вход порогового устройства ПУ, где производится сравнение этой амплитуды с порогом обнаружения импульсной помехи Рн . В случае принятия решения об обнаружении импульсная помеха поступает на вход устройства вычисления УВ параметров импульсной помехи (начальной фазы, амплитуды и номера зондирующего импульса m, среди откликов от которого присутствует одиночная импульсная помеха.)
Н.П. Чернобородова, М.П. Чернобородое: МОДЕЛИРОВАНИЕ ЦИФРОВОЙ СИСТЕМЫ КОМПЕНСАЦИИ НЕСИНХРОННЫХ ИМПУЛЬСНЫХ ПОМЕХ
х - умножитель; К^ - коэффициенты применяемого весового окна; ДПФ - устройство, реализующее алгоритм преобразования
Фурье; ОЗУ - оперативное запоминающее устройство; |Х(I)|тах - устройство вычисления максимальной спектральной
составляющей |Х( I )| МАХ; ПУ - пороговое устройство; УВ - устройство вычисления параметров несинхронной импульсной помехи; - - устройство вычитания
Рисунок 1 - Структурная схема цифровой системы компенсации НИП во временной области
По известным параметрам несинхронной импульсной помехи в устройстве вычитания производится её компенсация во временной области: из квадратурных составляющих £(I) задержанного входного сигнала линией задержки ОЗУ вычитается комплексная амплитуда импульсной помехи, вычисленная в устройстве УВ. Скомпенсированный таким образом сигнал поступает в дальнейшую обработку.
В общем случае, на РЛС действует аддитивная смесь
£ (() = &}1 (() + () + &ц (() + п (() сигналов от целей, активных и пассивных помех, принятых антенной радиолокатора, где £н(?) - несинхронная импульсная помеха; £ш.п (¿) - активная шумовая помеха; £ц (?) -отраженный от цели сигнал; £п.п(?) - пассивная помеха.
Принятая смесь £(?) представляет собой отклики от последовательности N зондирующих импульсов (структура излучаемого сигнала представлена на рис. 2, а) очередной частотной пачки.
С целью иллюстрации работы алгоритма ЦСК НИП, ограничимся рассмотрением случая воздействия на РЛС, излучающей частотные пачки из 8 простых зондирующих импульсов (N=8 для рис. 2, а), только несинхронной импульсной помехи, т. е. £(?) = £н(?) . В [1] на параметры НИП наложены такие условия, чтобы она присутствовала среди откликов только одного из N зондирующих импульсов частотной пачки, т.е. длительность помехи т нип удовлетворяла бы неравенству
lo i
Текущая частотная пачка зондирующих импульсов Следующая частотная пачка
а)
о Т
_1_>>_|_I
Т m-Т,! :6л
N-2 N-] 0 1
О
Т.
т-Т,
1111
:(m+I)-Ti (N-2)-T, (N-])-T7
(m-l)-T
Хнип
(1)
где 71 - период повторения зондирующих импульсов (см. рис. 2, а)). Такая импульсная помеха, присутствующая среди откликов от зондирующего импульса № т (т е [0, N-1]) рассматриваемой частотной пачки, представлена на рис. 2, б. Таким образом, в обрабатываемом дискрете дальности присутствует только одна НИП.
т - номер зондирующего импульса одной частотной пачки, среди откликов которого присутствует НИП а) - зондирующие сигналы; б) -импульсная помеха
Рисунок 2 - Структура входных сигналов
РЕЗУЛЬТАТЫ МОДЕЛИРОВАНИЯ
Пусть на вход ЦСК (см. рис. 1) поступает НИП со следующими параметрами: амплитуда - 5 разрядов АЦП, начальная фаза - 15°; НИП присутствует в качестве отклика только от зондирующего импульса № 3 частотной пачки рассматриваемого дискрета дальности (нумерацию зондирующих импульсов будем начинать с 0, а не с 1), т. е. т=3 (см. рис. 2). Кроме наложенных ограничений на действующий сигнал в виде
£(?) = £н (?) , пренебрежём внутренними шумами приёмного тракта и шумами АЦП. Тогда модули амплитуды и фазы сигналов рассматриваемого дискрета дальности текущей частотной пачки на входе устройства ДПФ в зависимости от номера зондирующего импульса 1 соответствуют рис. 3 и 4, из которых следует, что импульсная помеха присутствует в качестве отклика от зондирующего импульса № 3, а сигнально-помеховые отклики от остальных зондирующих импульсов -отсутствуют.
Приведенные на рис.3 и 4 данные, обработанные по алгоритму 8-точечного ДПФ без весового окна, представлены рис.5 и 6 в зависимости от номера фазового фильтра Фурье п. НИП, после расфильтровки, присутствует во всех фильтрах с модулем амплитуды | О нип| (см. рис.5), равным модулю амплитуды НИП на входе устройства ДПФ £ нип| (см. рис.3). Сдвиг фаз между спектральными составляющими НИП соседних филь-
т
тров ДПФ (см. рис.6) - постоянен и, согласно выше заданным параметрам помехи, равен ф1 - ф0 =
=ф2 - ф1 = ... = фу - Фб = - 135где ф- - фаза амплитуды ¿-фильтра. Т.о., НИП имеет равномерный амплитудный и линейно изменяющийся фазовый спектры. Поскольку дискретное преобразование Фурье производит когерентное накопление обрабатываемых входных данных с одинаковыми модулями амплитуд и линейно изменяющимися (нарастающими или убывающими) фазами, то спектральные составляющие НИП могут быть обработаны по алгоритму преобразования Фурье с целью когерентного накопления амплитуды помехи в одном из фильтров. В случае когерентного накопления импульсной помехи в одном из фильтров становится возможным её обнаружение.
На рис. 7 и 8 представлены амплитуда и фаза НИП после повторной обработки по алгоритму ДПФ в зависимости от номера зондирующего импульса I: НИП когерентно накопилась в фазовом фильтре ДПФ, соответствующему зондирующему импульсу № 3, среди откликов от которого присутствовала помеха на входе ЦСПО (см. рис.3 и 4). При этом амплитуда когерентно
накопленной НИП \Хнип| (см.рис.7) с точностью до коэффициента когерентного накопления N соответствует амплитуде НИП, присутствовавшей на входе ЦСК (см.
рис.3): 1^1 = |Х(3)| /М = 248/8 = 31, где \Х(I) - модуль амплитуды ¿-фильтра второго ДПФ. Фаза когерентно накопленной НИП (см. рис.8) соответствует фазе НИП, присутствовавшей на входе ЦСК (см. рис.4).
, град.
0 1 2 3 4 5 6.
Рисунок 3 - Модуль амплитуды НИП на входе ЦСК
Рисунок 4 - Фаза НИП на входе ДПФ
Рисунок 5 - Модули амплитуды НИП после обработки по алгоритму ДПФ
100 50 0 -50 -100 -150
" I
I
1
Рисунок 6 - Фаза спектра НИП после обработки по алгоритму ЦСК
Рисунок 7 - Модули амплитуды НИП после повторной обработки по алгоритму ДПФ
Рисунок 8 - Фаза НИП после повторной обработки по алгоритму ДПФ
С целью обнаружения НИП, возможно присутствующей среди откликов в рассматриваемом дискрете дальности, необходимо найти составляющую с наибольшим значением модуля амплитуды |X( l)| max среди всех
|X(l)| и сравнить найденное значение |X(l)|max = X(3)| с величиной порога обнаружения импульсной помехи PH. При выполнении условия |X(3 )| > PH становится возможным определение момента поступления одиночной импульсной помехи [1].
Таким образом, обработка спектральных составляющих G (n) квадратурных сигналов по алгоритму преобразования Фурье позволяет произвести обнаружение НИП, определить момент ее поступления на вход цифровой системы обработки РЛС и вычислить её параметры (модуль амплитуды и начальную фазу).
Для оценки эффективности цифровой системы компенсации (ЦСК НИП) было проведено математическое моделирование цифровой системы обработки радиолокационных сигналов (ЦСО), приведенной на рис.10. С выхода устройства формирования квадратурных составляющих ФК на вход цифровой системы компенсации поступала аддитивная смесь НИП, шумовой помехи, отраженного от цели сигнала и пассивной помехи со следующими параметрами для рассматриваемого дискрета дальности:
- НИП: амплитуда - 7 разрядов АЦП (80 абс.ед.); начальная фаза - 10°; импульсная помеха присутствует среди откликов только от зондирующего импульса № 3 частотной пачки;
Н.П. Чернобородова, М.П. Чернобородов: МОДЕЛИРОВАНИЕ ЦИФРОВОЙ СИСТЕМЫ КОМПЕНСАЦИИ НЕСИНХРОННЫХ ИМПУЛЬСНЫХ ПОМЕХ
- дисперсия собственных шумов - 3 разряда АЦП при нулевом математическом ожидании;
- цель: амплитуда - 4 разряда АЦП (£ц (I )=10абс.ед.),
начальная фаза - 0° , доплеровский сдвиг фазы - 180° ;
- пассивная помеха: амплитуда - 4 разряда АЦП
( £п.п(t) =10 абс.ед.), начальная фаза - 0°, доплеров-ский сдвиг фазы пассивной помехи - 5°.
ФК - устройство формирования квадратурных составляющих, ЦСК НИП - цифровая система компенсации несинхронных импульсных помех, ДПФ - устройство вычисления дискретного преобразования Фурье
Рисунок 9 - Цифровая система обработки радиолокационных сигналов
Сформированные устройством ФК квадратурные составляющие аддитивной смеси подавались на вход ЦСК НИП с целью компенсации присутствующей импульсной помехи. Далее скомпенсированные квадратурные составляющие поступали на вход устройства вычисления ДПФ. При вычислении ДПФ весовое окно не применялось.
На рис. 10... 13 представлены результаты работы ЦСК НИП, позволяющие оценить эффективность ее работы. На рис. 10 представлены модули амплитуды спектра входного сигнала без компенсации, что соответствует результатам обработки радиолокационной информации в ЦСО с выключенной системой помехозащиты от импульсных помех. Если не учитывать шумовую составляющую входного сигнала, то согласно заданным параметрам, модули амплитуд откликов от цели и пассивной помехи можно рассчитать исходя из следующих соображений. Для применяемого 8-точечного ДПФ, отклики с
постоянным модулем амплитуды |А| и доплеровскими
сдвигами фазы, кратными 360° /8=45° , будут попадать строго в центр фильтра ДПФ и когерентно накапливаться в нём с амплитудой, равной \А\ • N, где N - количество фильтров ДПФ. Поскольку доплеровский сдвиг фазы цели задавался 180 ° , то отклик от цели должен накопиться в фильтре ДПФ № 4 с амплитудой, равной
£ц((I) • Щ) =10-8=80 абс.ед. Отклик от пассивной помехи должен накопиться в фильтре ДПФ № 0 с амплитудой, приблизительно (из-за не неподвижности местного предмета, поскольку доплеровский сдвиг фазы пассивной помехи задавался не нулевым) равной
£ц((I) • Щ) =10-8=80 абс. ед.
Вследствие присутствия НИП модуль спектральной составляющей пассивной помехи увеличился в два раза (до 160 абс. ед.), а модуль спектральной составляющей цели уменьшился в 4 раза (до 20 абс. ед.). Резкое увеличение амплитуды пассивной помехи может вызвать появление ложного обнаружения, особенно в случае применения в устройствах обнаружения (УО), входящих в состав ЦСПО РЛС, алгоритмов выявления целей,
движущихся с нулевой радиальной скоростью относительно РЛС, например, алгоритмов с использованием карты местных предметов [3]. Уменьшение когерентно накопленной амплитуды цели до 20 абс. ед. из-за присутствия НИП приводит к существенному усложнению обнаружения цели из-за того, что её амплитуда стала сопоставимой с модулями амплитуд спектра шумовой составляющей входного сигнала (см. рис. 11). При этом обнаружение не возможно ни для простейшего порогового обнаружителя, для которого значение порога определяется уровнем шумов (например, [3]), ни для систем стабилизации ложных тревог с обучающей выборкой (например, [4]).
Существенное возрастание уровня шумов вследствие присутствия НИП (см. рис.10) по сравнению с их действительным уровнем (см. рис.11), приведёт к тому, что метеоканал станции, входящий в состав ЦСПО современных РЛС, объявит соответствующую область пространства опасной для полётов (в зависимости от алгоритма, на 3-5 оборотов антенны в случае однократного появления НИП в рассматриваемом участке пространства).
На рис. 12 представлены модули амплитуды спектра
сигнала £ (() = ¿ш.«. (() + 4 (() + ¿п .л. (() с указанными выше параметрами (в отсутствие НИП, что эквивалентно случаю идеальной компенсации) как эталонные для сравнения с представленными на рис. 13 модулями амплитуды спектра сигнала £(() = (() + (() + ^ (() +
+ £и п (() с выхода ЦСК (что соответствует случаю реальной компенсации).
Рисунок 10 - Модуль амплитуды сигнала £(£) без компенсации НИП
Рисунок 11 - Модуль амплитуды шумовой составляющей сигнала £(£)
Рисунок 12 - Модуль амплитуды смеси £(£) при идеальной компенсации НИП.
|G|, абс. ед.
-пас. помеха
! i — цель 1
____■:___:____l____
. 1 I-. 1
Рисунок 13 - Модуль амплитуды г) на выходе цифровой системы компенсации НИП (при реальной компенсации НИП)
Представленные на рис. 13 модули амплитуды сигнала £( г) свидетельствуют о высокой эффективности работы ЦСК НИП: импульсная помеха подавлена полностью, а значения когерентно накопленных амплитуд пассивной помехи и цели в соответствующих фильтрах ДПФ после компенсации входного сигнала изменились весьма незначительно (менее 1%). Уровень шумов в фильтрах № 3, 5 и 7 несущественно возрос, а в фильтрах № 2, 3 и 6 - несущественно уменьшился.
ВЫВОДЫ
Математическое моделирование показало, что ЦСК НИП [1] позволяет весьма успешно бороться с одиночной НИП в одном дискрете дальности. Но в реальной сигнально-помеховой обстановке не исключена возможность попадания импульсных помех в один элемент разрешения по дальности несколько раз за пачку, поэтому дальнейшие работы по увеличению помехозащищён-
ности РЛС от импульсных помех необходимо вести в направлении создания средств защиты для случая присутствия нескольких НИП в одном дискрете дальности.
ПЕРЕЧЕНЬ ССЫЛОК
1. Часовский В.А., Чернобородова Н.П., Черноборо-дов М.П., Пиза Д.М Цифровая система компенсации несинхронных импульсных помех//Радюавтоматика i управлшня. - 2003. - №1. - С. 34-38.
2. Гоноровский И.С. Радиотехнические цепи и сигналы, часть II, М., Сов. радио, 1967. - 328 с.
3. Бакулев П.А., Стёпин В.М. Методы и устройства селекции движущихся целей. - М.: Радио и связь, 1986. - 288 с., ил.
4. Патент Украши № 56651 А, кл. G01S 7/36, H04B 15/00, 2003 р., "Пристрш для визначення середнього рiвня шуму за його веками", Чорнобородова Н.П., Чорно-бородов М. П.
Надшшла 04.09.2003 Шсля доробки 18.11.2003
Методом математичного моделювання проанал1зовано алгоритм обробки радюлокацтноЧ iнформаци, що надхо-дить на вхiд когерентно-iмпульсно'i радюлокацтноЧ станцп (РЛС), який дозволяе провести виявлення й компенсащю несинхронноЧ iмпульсно'i завади (Н13) за тдсумками аналiзу даних одного (основного) каналу прийому РЛС в одному елементi розрiзнення за дальтстю. Показано високу ефективтсть цифровой. системи компенсацп Н13, реалiзовано'i на цьому алгоритмi.
An algorithm of processing the radar data arriving at an input of the coherent pulse radar has been analyzed by a method of mathematic modelling. This algorithm allows to detect and compensate asyn-chronous pulse jumming upon results of the data analysis of one (main) receive channel of the radar in the one range bin. High efficiency of the digital system of asynchronous pulse jamming compensation realized upon this algorithm is also shown.
УДК 621.396.6.004 : 004.942
Г.М. Шило, О.Ю. Воропай, М.П. Гапоненко
1НТЕРВАЛЬН1 МЕТОДИ ПРИЗНАЧЕННЯ ЕКСПЛУАТАЦ1ЙНИХ ДОПУСК1В
Запропоновано метод синтезу i оптимiзацi'i експлуа-тацшних допускiв з використанням спрощених iнтерваль-них моделей. Розроблено iтерацiйний алгоритм призна-чення допускiв з поступовим уточненням моделi. Проведено тестування розробленого математичного i програмного забезпечення на реальних прикладах.
ВСТУП
Технологи проектування 1 виробництва електронних засоб1в на сучасному етат 1х розвитку стають все б1льш насиченими новими методами забезпечення якост1. Серед важливих задач, як1 при цьому виршуються, е задача забезпечення необхщно! точност1 при максимально можливих допусках на параметри елемент1в.
ОбГрунтуванню метод1в призначення допусюв при-свячена значна юльюсть публжацш [1-5]. Однак 1снуюч1 методи або не дозволяють враховувати суттев1 нелшшносп вихщних функцш електронних апарапв або потребують багато ресурав. У зв'язку з цим в сучасних САПР електронних апарапв вщсутш засоби допускового параметричного синтезу [6,7].
Одним 1з шлях1в подолання цих трудношдв е використання штервального анал1зу [8,9]. 1нтервальний шдхщ дозволяе враховувати нелшшносп вихщних функцш i утворювати спрощеш штервальш модели n n
y = a0 + £ Я.\ ■ |x. + £ dual(af| • |x;), (1)
i = 1 i = 1 a{ > 0 ai < 0
