CC BY
79
В.А.Часовский, Н.П.Чернобородова, М.П.Чернобородов, Д.М.Пиза: НЕСИНХРОННЫХ ИМПУЛЬСНЫХ ПОМЕХ
ЦИФРОВАЯ СИСТЕМА КОМПЕНСАЦИИ
магнитных процессов, позволить уточнить существующие (классические) модели, объяснить расхождения между существующими теоретическими и практическими результатами.
ПЕРЕЧЕНЬ ССЫЛОК
1. Mandelbrot B. The Fractal Geometry of Nature. San Francisco: W. H. Freeman and Company, 1982. 461 pp.
2. Onufrienko V. Physical and Geometric Interpretation of Electromagnetic Field's a - Characteristics // Telecommunications and Radio Engineering, V. 53, N 4-5, 1999, pp.136-
139.
Онуфриенко В.М., Левыкин В.Н. Поле излучающей системы элементарных фрактальных множеств // Всеукр. межвед. научно-техн. сб. Радиотехника. - Вып. 122.-2001. - С. 208211.
Самко С.Г., Килбас A.A., Маричев О.И. Интегралы и производные дробного порядка и некоторые их приложения. Минск: Наука и техника.-1987. - 688 с. Онуфриенко В. М. Стационарное магнитное поле фрактального распределения токов проводимости// Радиофизика и электроника: Сб. науч. тр./ HAH Украины, Ин-т радиофизики и электроники им. А.Я.Усикова. -Харьков..-2001. - Т. 6, № 1. - С.7-11.
Никольский В. В. Электродинамика и распространение радиоволн. М.: Наука. - 1973. - 608 с.
УДК 621.391.828
ЦИФРОВАЯ СИСТЕМА КОМПЕНСАЦИИ НЕСИНХРОННЫХ
ИМПУЛЬСНЫХ ПОМЕХ
В.А.Часовский, Н.П.Чернобородова, М.П.Чернобородов, Д.М.Пиза
Розглянуто алгоритм обробки радюлокацшног 1нформа-цп, яка надходить на exid когерентно1мпульсноЧ РЛС, що дозволяв провести виявлення й компенсащю несинхронноi iмпульсно'i завади (HI3) за результатами обробки одного елмента розрiзнення за далиною. Алгоритм основано на використант доплерiвських фазових фiльтрiв, сформованих iз коефiцieнтiв дискретного перетворення Фур'е. Наведено результати математичного моделювання алгоритму обробки вхiдного сигналу цифровою системою компенсацп HI3, реалiзованоi на основi спектрального аналiзу характеристик HI3. Запропоновано декiлька варiантiв побудови системи компенсацп HI3.
Рассмотрен алгоритм обработки радиолокационной информации, поступающей на вход когерентно-импульсной РЛС, позволяющий произвести обнаружение и компенсацию несинхронной импульсной помехи (НИП) по результатам обработки одного элемента разрешения по дальности. Алгоритм основан на использовании доплеровских фазовых фильтров, сформированных из коэффициентов дискретного преобразования Фурье. Приведены результаты математического моделирования алгоритма обработки входного сигнала цифровой систе-мой компенсации НИП, реализованной на основе спектрального анализа характеристик НИП. Предложено несколько вариантов построения системы компенсации НИП.
The algorithm of processing the radar-tracking information passing at an input of the coherent-pulse radar is considered, allowing to make detection and cancellation of asynchronous pulse noise (APN) by results of processing one range bin. The algo-rithm is based on use of the Doppler phase filters formed upon factors of discrete Fourier transform. The article gives the results of mathematical modeling of the algorithm of the input signal processing by a digital system of the APN cancellation realized on the basis of the spectral analysis of characteristics APN. Some variants of the APN cancellation system structure are offered.
Современные радиолокационные станции (РЛС), оборудованные системами помехозащиты, предназначены для решения задач обнаружения сигналов от целей при воздействии естественных и искусственных помех. Оптимальная процедура обнаружения существенно зависит как
от структуры сигнала, так и от структуры помех.
В данной работе рассматриваются алгоритмы обработки радиолокационной информации, использование которых позволит синтезировать компенсатор несинхронных импульсных помех (НИП) на основе анализа временных, энергетических и спектральных характеристик НИП, воздействующих на когерентно-импульсную РЛС, по результатам обработки радиолокационной информации только одного (основного) канала обработки РЛС и только одного элемента разрешения по дальности (дискрета). Последние два требования обусловлены тем, что существующие на сегодняшний день системы подавления активных помех требуют построения дополнительного канала обработки (что ведет к существенному удорожанию РЛС) или требуют информации большого количества дискретов, не пораженных НИП (что в сложной помеховой обстановке приводит пропуску НИП на вход системы обнаружения станции). Кроме того, использование алгоритмов с нелинейной обработкой принимаемых сигналов для подавления НИП (например, известного алгоритма "широкая полоса - ограничение - узкая полоса" [1, с. 285]) приводит к существенному снижению эффективности выделения полезных сигналов на фоне пассивных помех.
Пусть на вход цифровой системы обработки (ЦСО) РЛС поступают последовательности откликов N зондирующих импульсов (структура излученного сигнала представлена на рис. 1, а). В общем случае, на входе ЦСО действует аддитивная смесь сигналов от целей, активных и пассивных помех, принятых антенной радиолокатора:
Я (г) = ¿н (г) + ¿ш.п. (о + ¿ц( г) + ¿п.п.С г), (1)
где ¿н( г) - несинхронная импульсная помеха; ¿шп. (г) -активная шумовая помеха; ¿ц (г) - отраженный от цели
сигнал; £п.п.(О - пассивная помеха.
НИП, воздействующая на РЛС, представлена на рис.1, б. Наложим на параметры НИП такие условия, чтобы НИП присутствовала среди откликов только одного из N зондирующих импульсов (ЗИ) частотной пачки. При этом
в смеси г) присутствует НИП, длительность Т нип которой удовлетворяет условию (см. рис. 1, б):
Тнип < Т1
(2)
где Т - период повторения зондирующих импульсов.
Таким образом, дальнейшее изложение проводится в предположении, что в обрабатываемом дискрете дальности из N эхо-импульсов присутствует не более одной НИП.
Спектр 0(п) сигнала г) определяется с помощью алгоритма дискретного преобразования Фурье (ДПФ) [2]
N - 1
О(п) = £ К£(I)е I = 0
2п ,
-] "77 п1
N
(3)
где I - номер временной выборки пачки импульсов, состоящей из N отсчетов; п - номер спектральной составляющей (номер фазового фильтра п = 0, ..., N - 1 ); К -коэффициенты весового окна, обеспечивающего снижение боковых лепестков фильтра.
Текущая частотная пачка Следующая
| зондирующих импульсов | частотная пачка
| / N-2 N-1 0 1
0 Т,
I I
щ-Т,
1\1У-1 1/ 1
1111
а)
т-Т, \(т + 1)-Т, (Ы-2)-Т,(Ц-1)-Т,
X.
б)
(т + 1УТГ
Типа
2 п — "77 п ■ т
вн( п) = КтБн (т) е
(4)
где (т) - комплексное значение амплитуды НИП.
С учетом начальной фазы НИП фо выражение (4) может быть преобразовано следующим образом:
•I2 п
11 Фо--п ■ т
Он(п) = Кт\^н(т)\е К N
(5)
Легко показать, что разность фаз между соседними составляющими спектра НИП является функцией времени, то есть, зависит только от номера временной выборки т. Для этого определим разность фаз между откликами к-го и (к+1)-го фазовых фильтров:
Он(к + 1) _ Кт\$н(т)|е
11Ф0-2Пк ■ т* -1 2п
N
0 н ( к) ,(фо-2П к ■ т
Кт1^н(т)\е К N
2п -1"77 т
= 1 ■ е N .
(6)
В условиях априорной неопределенности относительно времени воздействия НИП на РЛС разность фаз между соседними спектральными составляющими фазовых 2П
фильтров ДПФ Дф = — т может принимать произвольные значения от 0 ° до 360 ° .
Задача определения номера ЗИ т, среди откликов от которого присутствует НИП, сводится к определению разности фаз Дф . Таким образом, повторная обработка
спектральных составляющих О(п) , вычисленных согласно выражению (3), по алгоритму ДПФ позволяет определить момент поступления в ЦСО несинхронной импульсной помехи
Рисунок 1 - Структура входных сигналов т - номер зондирующего импульса (т=0,...,№1) текущей частотной пачки, среди откликов которого присутствует НИП
Рассмотрим случай, когда г) = (г) .
НИП, принятая среди откликов от одного из N ЗИ текущего элемента разрешения по дальности (дискрета дальности), после расфильтровки по алгоритму ДПФ дает одинаковый отклик по амплитуде на выходах всех фазовых фильтров для одного дискрета дальности (в пределе, НИП - дельта-функция, а спектр дельта-функции - бесконечен). Рассматривая (3) для случая воздействия НИП на отклики от ЗИ с номером (т=0,...,№1), формула (3) преобразуется в выражение
N - 1 Х( г) = £ К1 ■
I = 0
I • I 1 ф0-Цп ■ т
Кт ■ |^н(т)|е ' N
2п -1 "771 ■ 1
, N
,(7)
где
К1 ■
т -I • 11'С ф0-Щп ■т
Кт • |^н(т)|е ' N
спектр
функции
аргументом которой
является время поступления НИП; г = 0, ..., N - 1 .
С учетом формул (3) и (7) функция Х( г) при наличии НИП будет иметь максимальное значение при условии 2п 2 п .
— ■ т = — ■ г, то есть, когда г = т .
Таким образом, определив номер фазового фильтра, в котором произошло когерентное накопление дискретизи-
42
1607-3274 "Радюелектронжа. 1нформатика. Управлшня" № 2, 2002
В.А.Часовский, Н.П.Чернобородова, М.П.Чернобородов, Д.М.Пиза: ЦИФРОВАЯ СИСТЕМА КОМПЕНСАЦИИ НЕСИНХРОННЫХ ИМПУЛЬСНЫХ ПОМЕХ
рованной функции времени K,
Km &(m)| e
J) Фо-^n ' m
можно вычислить номер ЗИ m, на отклики от которого воздействовала НИП.
Эта задача решается, например, следующим образом:
среди всех \X(i)| , вычисленных по (7), находится наибольшее значение \X( i )| MAX и номер фазового фильтра
i, соответствующий ему. Далее величина \X(i)|MAX сравнивается с величиной порога обнаружения НИП Pн и, если выполняется условие
\X(i)| MAX ^ Ph ,
Ql =
l
N - l '
N - l
N - z Ki
Q 2 = l +-
i = о
N - l
Z K
i = о
Q 3 = l + -
N - К
K
Поскольку коэффициенты весовых окон - действительные числа и не меняются в процессе обработки (так же, как и величина N), то вычисление выражения (9) технических трудностей не вызывает.
Код номера ЗИ т, на отклики от которого действует НИП, определяется из условия:
m =
0, если |X( i)| max e i = 0; N - iMAX, если |xX( i )| max e i * 0, (l3)
(8)
то происходит вычисление кода НИП ^(m) • ^Фо .
Кроме того, для определения амплитуды НИП необходимо провести:
- пересчет |xX( i )| MAX, связанный с когерентным накоплением;
- пересчет |Xf(i)|MAX, связанный с умножением на коэффициенты весового окна Ki;
- пересчет |Xf(i)|MAX, связанный с умножением на коэффициент весового окна Km .
Поскольку эти пересчеты связаны с использованием постоянных коэффициентов, то ^^m) • ^Фо может быть представлено как:
|^н(m)\ • eФо = |;X(i)|MAX • Ql • Q2 • Q3 , (9)
в котором Ql - коэффициент, учитывающий когерентное накопление:
где iMAX - номер фазового фильтра, соответствующий \X( i)l MAX .
Таким образом, для определения начальной фазы фо ,
амплитуды, номера ЗИ m НИП достаточно дважды применить алгоритм ДПФ и провести сравнение
максимальной спектральной составляющей |Xf(i)| MAX с
порогом в пороговом устройстве ПУ [3]. Устройство, реализующее данный алгоритм, представлено на рис. 2.
С учетом того, что выражения (4) и (7) идентичны, как и коэффициенты весовых окон, то устройство, реализующее предложенный алгоритм, может быть выполнено как циклическое (см. рис. 3).
(Ю)
Рисунок 2 - Алгоритм определения параметров НИП; x - умножитель; ДПФ - устройство вычисления ДПФ;
|X"(i)| MAX - устройство вычисления максимальной
спектральной составляющей \х( i)| MAX; ПУ - пороговое устройство; УВ - устройство вычисления начальной фазы фо, амплитуды и номера ЗИ m НИП
02 и 03, соответственно, - коэффициенты, учитывающие умножение последовательности Он (п) на коэффициенты весового окна К1 и умножение амплитуды ¿н( т) на т-ый коэффициент весового окна - коэффициент Кт :
(ll)
(l2)
Рисунок 3 - Циклический алгоритм определения параметров НИП
Зная параметры НИП (начальную фазу фд , амплитуду и номера ЗИ т), можно провести ее компенсацию: из входного сигнала Я(г) необходимо вычесть ¿н (г) .
Компенсация проводится в 3 этапа:
1. Определяется номер ЗИ ¿нип (согласно выражению (13)), отклики от которого поражены НИП:
'НИП
0, если m = 0, -N-M, если m Ф 0.
(14)
ХНИП =
X( j) M AX
N
Рисунок 4 - Структурная схема компенсатора НИП во временной области
2. Определяется значение комплексной амплитуды НИП: величина |X( i )| MAX, когерентно накопленная
согласно (7) и определенная по (8), составляет значение комплексной амплитуды НИП с точностью до коэффициента когерентного накопления N:
(15)
3. Из комплексной амплитуды входного сигнала с номером ЗИ I = гнип^Х¿НИП) вычитают значение комплексной амплитуды НИП Хнип .
Структурная схема компенсатора НИП может быть реализована как во временной области (см. рис. 4), так и в частотной (см. рис. 5):
Рисунок 5 - Структурная схема компенсатора НИП в частотной области
ВЫВОДЫ
Предложен алгоритм компенсации несинхронной импульсной помехи, который выгодно отличается от существующих тем, что:
а) обнаружение НИП, определение ее параметров и ее компенсация производятся по данным только одного элемента разрешения по дальности и только одного (основного) канала первичной обработки РЛС;
б) алгоритм обнаружения - линейный, что позволяет эффективно проводить обнаружение полезных сигналов при воздействии комбинированных помех;
в) обнаружение НИП и определение ее параметров не зависят ни от длительности, ни от количества НИП, воздействующих на отклики от пачки ЗИ когерентно-импульсной РЛС (с учетом ограничения (2)).
ПЕРЕЧЕНЬ ССЫЛОК
1. Гоноровский И. С. Радиотехнические цепи и сигналы, часть II, М., Сов. радио, 1967. - 328 с.
2. Рабинер Л., Гоулд. Б. Теория и применение цифровой обработки сигналов. Пер. с англ. - М.: Мир, 1978. - 848 с.
3. Патент УкраТни № 46625 А, кл. 001Б 7/36, 2002 р., "Цифрова система компенсацм несинхронних ¡мпульсних завад", Часовський В. О., Чорнобородов М. П.
44
ISSN 1607-3274 "Радюелектрошка. 1нформатика. Управл1ння" № 2, 2002
