РАЗРАБОТКА АЛГОРИТМИЧЕСКОГО И ПРОГРАММНОГО ОБЕСПЕЧЕНИЯ ДЛЯ СИНТЕЗА МЕХАТРОННЫХ МОДУЛЕЙ СИСТЕМ НАВЕДЕНИЯ И СТАБИЛИЗАЦИИ Текст научной статьи по специальности «Электротехника, электронная техника, информационные технологии»

Список литературы

1. Кэрт Б.Э., Козлов В.И., Макаровец Н.А. Математическое моделирование и экспериментальная отработка систем разделения реактивных снарядов / Под ред. Н.А. Макаровца. Тула, Санкт-Петербург: ФГУП «ГНПП «Сплав», 2006. 652 с.

2. Макаровец Н.А., Денежкин Г.А., Козлов В.И., Редько А.А. Экспериментальное моделирование и отработка систем разделения реактивных снарядов / Под ред. Н.А. Макаровца. Тула: ФГУП «ГНПП «Сплав», 2005. 216 с.

3. Платонов Ю.П. Термогазодинамика автоматического оружия. И.: Машиностроение, 2009.

356 с.

Ермаков Алексей Александрович, аспирант, alexey140Erm@yandex.ru, Россия, Тула, Тульский государственный университет,

Могильников Николай Викторович, д-р техн. наук, профессор, alexey 140Erm@yandex.ru, Россия, Тула, Тульский государственный университет

VNYBС SOFTHWARE MODULE AND THIS POSSIBILITIES MODERNIZATION A.A. Ermakov, N.V. Mogilnikov

The paper describes an approach to modeling intra-ballistic processes in a closed system in relation to the separation of aircraft (aircraft). In this approach, a simplified version of modeling more complex analogous processes is applied. Obtaining such an approach is realized due to the introduction of a number of assumptions, in particular, this applies to the design features, the internal layout of the aircraft. To obtain a closed system of equations, the equations of motion of the assembly with payload blocks, as well as the rocket part, have been added.

Key words: aircraft, modeling, design of an aircraft, equations of motion.

Ermakov Alexey Alexandrovich, postgraduate, alexey140Erm@yandex.ru, Russia, Tula, Tula State University,

Mogilnikov Nikolay Viktorovich, doctor of technical sciences, professor, alexey140Erm@yandex.ru, Russia, Tula, Tula State University

УДК 681.51

DOI: 10.24412/2071-6168-2023-1-140-149

РАЗРАБОТКА АЛГОРИТМИЧЕСКОГО И ПРОГРАММНОГО ОБЕСПЕЧЕНИЯ ДЛЯ СИНТЕЗА МЕХАТРОННЫХ МОДУЛЕЙ СИСТЕМ НАВЕДЕНИЯ И СТАБИЛИЗАЦИИ

О.В. Горячев, А.О. Олейников

В данной работе представлены результаты анализа различных методов синтеза цифрового регулятора для безредукторных приводов наведения и стабилизации с бесконтактным моментным двигателем. Рассматривается пять методов синтеза алгоритмов управления, выбор периода дискретизации с учетом постоянных времени системы и методика получения рекуррентных уравнений.

Ключевые слова: цифрового регулятор, пропорционально-интегрально-дифференцирующий регулятор, метод желаемых логарифмических частотно-фазовых характеристик, метод глубокой обратной отрицательной связи, подчинённое регулирование, апериодическое управление, рекуррентные уравнения.

В связи с технологическим развитием различных систем к следящим электрическим предъявляются все более жесткие требования по точности, быстродействию и качеству переходного процесса. Одним из перспективных направлений развития мехатронных модулей наведения и стабилизации является разработка безредукторных систем, что позволяет исключить ряд нелинейностей, которые могут, провялятся в виде люфта, упругой деформации или явления мерного хода, что является критичным для точностных характеристик привода. Это также обеспечивает долговечность системы и снижает затраты на облуживание. Важной частью развития систем является разработка и оптимизация алгоритмов управления с учетом специфики их использования. Реализация такой следящей системы возможна на основе двигателей серии ДБМ [1-3], обладающих малым моментом инерции ротора, простой системой охлаждения, высоким КПД, линейными механическими и регулировочными характеристиками.

Для описания электромагнитных процессов в вентильном двигателе [4-7] на основе синхронной машины с неявнополюсным ротором воспользуемся выражениями (1-4) для эквивалентной двухфазной модели синхронного двигателя во вращающейся системе координат

3

Мйу = 2 2Р V' (1)

МаV - Ы5, (2)

id =

1

(

Ti p +1

U

id

R

1

+ Zp aTiiq

lq

1

Ti p +1

(Uiq + T ■ E } + zp®Tiid - —

(3)

(4)

Ri Rb

где Zp - число пар полюсов; у f - потокосцепление статора, Вб; id, iq - ток по оси d и q, А; Mdv - момент двигателя, Нм; M s - момент нагрузки; J - момент инерции, кг м2; T^- постоянная времени ста-торной обмотки, c; Uiq, Uid - напряжение обмоток статора по осям d и q, В; Ri - сопротивление фазы обмотки статора, Ом.

Принимаемые допущения: частота вращения магнитного поля связана с частотой вращения ротора зависимостью: Юде/ = Z p ® (в электрических рад/c); Вектор магнитного потока направлен по

оси d вращающейся системы координат d-q: Так же направлен вектор составляющей потокосцепления статора от потока постоянных магнитов, то есть уf = у^,у fq = 0; Рассматриваемая машина выполнена с неявнополюсным ротором, то есть Li = Lid = Liq ; Магнитопровод двигателя не насыщен. Вихревыми токами и потерями на перемагничивание материала магнитопровода пренебрегаем.

Из равенства (i) для развиваемого момента двигателя можно увидеть, что наиболее экономичным режимом работы будет является такой при котором тока по оси d равен нулю и у f = const. Из

выражения (3-4) получим зависимость, при которой выполняется равенство id = 0:

Uid (Tip + i)Ri + ®0Li (Uiq -®0У fd ) = 0. (5)

Тогда выражение (5) требуемое для обеспечения id = 0 будет иметь вид:

®p„T1(Ce®- Uiq )

Uid =-,

Ti p +1

Преобразуем полученные уравнения (1-4) для синхронного вентильного двигателя приняв допущения, что ток и напряжение по оси d равны нулю. Тогда система бедует иметь вид:

Mdv = Cmiq, (6)

Jp&= Mdv - Ms, (7)

Uiq = Ri(Teip + 1)iiq + CeШ , (8)

где Cm = — Zp у f, Cm - приведённый к фазе коэффициент момента, Н-м/А; Tei = Ti, Tei - электромагнитная постоянная времени, c; Ce = Z p у f, Ce -приведённый к фазе коэффициент ЭДС, Вс/рад.

Полученные выражения (6-8) аналогичны соответствующей системе уравнений модели (рис. 1) двигателя постоянного тока (ДПТ).

Рис. 1. Схема моделирования объекта управления

Конструктивная схема модуля механической части горизонтального привода наведения и стилизации представлена на рис. 2.

Рис. 2. Конструктивная схема части горизонтального канала привода

Преобразуем структурную схему ДПТ:

1 С

1 V- т

_ ) Я(Те1р +1) 4 Ж (р) = И

1 +-1--Стсрр (ТтТе1Р 2 + ТтР + 1) Р

Я(Те1Р + 1) 2

где к = 1 - коэффициент усиления системы.

Се

Так как соблюдается условие Тт > 4Те1 можно представить колебательное звено в виде двух апериодических звеньев, тогда замкнутая передаточная функция будет иметь вид:

ж (р) ==-А-=-к-.

(ТтТе1Р 2 + ТтР + 1) Р (Т1 Р + 1)(Т2 Р + 1) Р Значения постоянных времени Ту и Т2 определяются из соотношений:

ТтТе1 = Т1Т2; Тт = Т1 + Т2. Для получения системы отвечающий требованиям по статический и динамической точности, быстродействию и качеству переходного процесса используют регулятор. Одним из самых простых и универсальных вариантов коррекции является использование пропорционально-интегрально-дифференцирующего регулятора (ПИД-регулятор). В частном случае, который может быть представлен в виде И, П, ПД или ПИ-регуляторами при отсутствии соответствующего компонента.

Интегрирующая составляющая пропорциональна интегралу по времени от отклонения регулируемой величины, то есть регулятор суммирует все предыдущие значения ошибки регулирования и делает на них поправку. Следовательно с уменьшением интегральной составляющей Т увеличивается модуль коэффициента усиления регулятора на низких частотах, что позволяет устранить статическую ошибку. Увеличение дифференциальной составляющей Т^ позволяет улучшить форму переходного

процесса в системе, но на высоких частотах это приводи к усилению шумов и внешних возмущений. Из-за этого реализация операции чистого дифференцирования связана с большими техническими проблемами, поэтому на практике используется дифференцирующее звено с запаздыванием, постоянная времени апериодического звена Т^ для уменьшения влияния на фазовую характеристику выбирается достаточно

малой. С ростом пропорционального коэффициента Кр увеличивается точность во всем диапазоне ча-

к

стот, быстродействие системы, уменьшается статическая ошибка. Однако снижаются запасы устойчивости по амплитуде и фазе, что может привести не только к ухудшению качества регулирования системы, но и возникновению автоколебаний и потере устойчивости.

Тогда аналоговый ПИД-регулятор будет иметь вид:

Wpid (p) = Kp +— + TdP , pia p TiP 1 + Tfp

Для перехода к дискретной передаточной [8-9] функции воспользуемся численным интегрированием методом трапеции. Интеграл представляет собой площадь под кривой ограниченной подынтегральной функций. Суть метода заключается в замене функции на более простую путем аппроксимации площади под кривой прямоугольными трапециями. Площадь трапеции можно найти по формуле:

k-1T

y[k ]=! Uf [i]+ f [i +1]), (9)

I =0 2

где T - такт квантования.

Полученный алгоритм является нерекуррентным (или как их еще называют позиционным) алгоритмом недостатком которого является необходимость запоминания значений предыдущих сигналов ошибки e[k ] для вычисления управляющего сигнала u[k ], так как интегрирование реализуется с помощью суммирования. В свою очередь для программной реализации в микропроцессорной системе более удобными являются рекуррентные алгоритмы, так как предполагают расчет нового значения управляющей переменной u[k] через предыдущее значение u[k + l] и некоторый поправочный член ^u[k ]. Для получения рекуррентного алгоритма достаточно вычесть из уравнения (9), аналогичное уравнение для предыдущего такта квантования.

y[k]-y[k -1] = |(f [k]+ f [k -1]).

Тогда z передаточная функция интегратора будет иметь вид:

W (z)=Ж = *£±1).

1 ' f(z) T(z - 1)

Выбор периода дискретизации сигналов T по времени является важнейшей задачей при синтезе цифрового регулятора. Учитывается целый ряд факторов. Уменьшение такта квантования позволяется обеспечить необходимое качество процесса управления, но ведет ужесточению требований, предъявляемых к производительности микропроцессора. В тоже время при большом периоде дискретизации могут проявиться недемпфированные колебательные составляющие собственного движения ОУ и высокочастотные возмущающие воздействия. Выбор периода квантования происходит исходя из условия, при котором охватывается весь диапазон частотной характеристики системы:

T < (0,1 * 0,2)Tmin,

где Tmin-минимальной постоянная времени системы, с.

Получим z передаточную функцию ПИД-регулятора проведя замену оператора p на 2(z +1)

T ( z -1)

2

и поделим числитель и знаменатель на poo z В результате преобразований передаточную функцию вида:

-1 - 2 Wpld (z) = Я0 + ^ + Я2% •

1 + p1z + p2 z

е T2 + 4TiTd + 4KpTiTf + 2TfT + 2KpT{T . T2 - 4TTd - 4KpT{Tf .

где Яо =---------' Я1 =---—'

4TiTf + 2TiT 2TiTf + TT

T2 + 4TiTd + 4KpTiTf - 2TfT - 2KpTtT . - 4Tf . Tf + T

42 =-----' Р1 =-—' Р2 = ■

4ТТ/ + 2Щ 2Ту + Т Tf + 2Т

Получим рекуррентный алгоритм работы ПИД-регулятора:

и[к] = -р1и\к -1]- Р2Щк - 2] + 4ов[к] + д^к -1] + д2е[к - 2]. При моделировании системы цифровой регулятор работает по следующему алгоритму (рис.3). В начале алгоритма функция принимает данные о состоянии системы и текущем времени моделирования t если оно больше дискретного времени tQ то происходит расчет управляющего воздей-

ствия с помощью рекуррентных уравнений. К времени ¿о прибавляется шаг квантования Т и на выходе цифрового регулятора формируется управляющий сигнал. В случае если t < ¿о то выводится значение последнего рассчитанного сигнала управления.

^ Начало

Нет

< Т > То >- Уд»

Расчет рекурентных равнений регулятора

1

Сигнал управления

^ Конец ^

Рис. 3. Общий алгоритм работы цифрового регулятора

Для оценки статической точности е^ системы, времени регулирования £р и перерегулирования а будем подавать ступенчатый сигнал амплитудой 0.1 рад. Так как закон управляющего воздействия неизвестен, а задана только максимальная скорость фе и максимальное ускорение фе управляющего воздействия для определения динамической ошибки типового сигнала е¿с воспользуемся эквивалентным гармоническим сигналом:

Фе = Ае ),

Амплитуда и частота сигнала определяются следующими зависимостями:

Ое = ^; Ае Л.

Фе Фе

По сравнению с использованием ПИД-регулятора методом желаемых логарифмических частотно-фазовых характеристик (ЖЛАФЧХ), можно добиться требуемых параметров по точности, так как синтез корректирующего устройства происходит путем вычитания желаемой логарифмических частотных характеристики (ЛАЧХ) из располагаемой ЛАЧХ системы.

Построение желаемой ЛАЧХ системы начинается с низкочастотной области, которая отвечает за работу в установившемся режиме и характеризует точность работы системы при отработке типовых сигналов. Её наклон определяется порядком астатизма системы, а положение по высоте контрольной точкой Ьт , которая находится, исходя из допустимой ошибки. Заданная ошибка в системе не будет превышена при соблюдении условия:

ЖОе)| > —.

е

С учетом этого ЖАЛЧХ разомкнутой системы должна проходить не ниже запретной области:

Фе

Ок =-^шаХ; Ьк = 20^

ф е шах

' А ^

е

V ешах

Ьт = Ьк + 201§(Ше ) + 3.

Среднечастотная часть ЛАЧХ определяет качество работы системы в переходных режимах и строится исходя из требований к переходному процессу, устойчивости и быстродействию системы. Для

144

этого через точку на оси частот, соответствующую частоте среза ®crez или, если это возможно, правее

этой точки проводится прямая с наклоном -20дб/дэк На основе показателя колебательности M определяются границы среднечастотного участка:

=201«( Mh)

( м Л ТТ , (м +1

—20Ч MT1J; H — Ч ммзг,

Высокочастотная часть определяет начальный участок переходного процесса. Строится с учетом простоты технической реализации корректирующего устройства и, как правило, должна полностью совпадать с ЛАЧХ нескорректированной системы.

Передаточная функция полученного корректирующего устройства имеет вид:

(Tj 2 p + Wj3 Р + Wj 4 p +1) J (TjiP + 1)(Tj5 p + 1)(Tj 6 p +1)

Для описания линейных и нелинейных систем обычно используют способ математического описания дискретных систем, разностными уравнениями:

x[k + 1]- Ax[k ]+ Bu [k ]; y[k ] — Cx[k ] + Du[k ],

где x — X2,^xn) - n - мерный вектор переменных состояния; u — (u1,u2,...un)- m - мерный вектор входных воздействий; y — ((, y2,... yr ) - r - мерный вектор выходных переменных; A - собственная матрица; B - матрица управления; C - матрица выхода; D - матрица обхода.

Получить матрицы дискретной системы возможно выполнив сначала z преобразование с помощью команды "c2d" в MATLAB передаточной функции, а затем применив "dssdata".

Особенностью данного метода является то что сложность структуры регулятора зависит напрямую от требований, предъявляемых к системе, а при моделировании с учетом нелинейностей и ограничений, возможно появление перерегулирования и увеличение времени переходного процесса. Важно отметить ЖЛАФЧХ, ПИД-регулятор могут быть использованы в системах в качестве дополнительной коррекции с целью обеспечения требуемых параметров системы. Так, например, при синтезе методом глубокой обратной отрицательной связи (ГОС) использование фильтра в прямой цепи значительно улучшит качество переходного процесса системы:

W ( ) (Tf 1 p +1)

Wf(p) — T—. (Tf 2 p +1)

Передаточная функция корректирующего устройства, синтезированного методом ГОС, имеет

вид:

1 — koc (Tocp + 1) .

Wgos (p) p

В данном методе уже используются дополнительная связь по скорости с параллельным корректирующим устройством, что позволяет исходя из требований к точности и показателю колебательности м получить требуемое качество переходного процесса для электрических следящих приводов наведения и стабилизации.

Стоит так же выделить метод подчинённого регулирования [10], в котором используются три обратные связи. Настройка контуров тока и скорости на технический оптимум с учетом некомпенсируе-мой постоянной времени позволяет добиться необходимого быстродействия и минимального значения статической ошибки. В свою очередь, использование ПД-регулятора в контуре угла дает возможность значительно демпфировать колебания, тем самым уменьшив перерегулирование и увеличить динамическую точность привода. При синтезе регулятора не учитывается перекрёстная обратная связь контура тока и противо-ЭДС, что может значительно повлиять на переходный процесс скорректированной системы.

Существенного улучшения характеристик можно добиться благодаря синтезу алгоритмов управления методами пространства состояний. Одним Объектом управления векторно-матричной форме может быть представлена системой разностных уравнений:

x[ + 1] — Ax[k ]+ Bu [k ] x e Xn, u eUr, r < n, y[k ] — Cx[k ].

Матрицу обхода D - считаем равной нулю.

145

Состояние объекта х[[ +1] включает в себя всю информацию о поведении объекта, так что знание этого состояния позволяет определить его настоящее и будущее поведение при известном управлении. Вектор ошибки можно представить в общем виде:

g[k]- Х1[к]

[к ] =

- х2[к]

- хп[к ]

где g\k ] - задающая переменная.

Тогда вектор управления и [к ] можно выразить через линейную комбинацию компонента вектора ошибки управления:

и[к] = К х е[к].

Конечным числом шагов управления N называется конечное число N = п (п-порядок системы) элементов последовательности и[к],и[к + 1],...,и[к + N] переводящих эту систему из произвольного начального состояния в конечное состояние. Условием конечности числа шагов управления является равенство собственных чисел матрицы А * - замкнутой системы нулю. В канонической форме управляемости вектор управления будет иметь вид:

и[к] = -Кд х ед [к].

Исходя из условия процесса конечной длительности матрица регулятора будет иметь вид:

к,., = а,-1; I = 1,2,.,п,

где а - собственные числа матрицы.

Для получения матрицы коэффициентов управления приедем он канонического базиса к естественному:

К = к^-1,

где Q = [ . • - 4п ] - матрица преобразования.

Рассчитать матрицу Q можно по следующим выражениям:

4п = в 4п-1 = А4п +а п-14п

41 = а42 +а14п

О = ^41 +а 04п

В случае если отсутствует ограничение управляющего воздействия и [к] , то время перехода объекта из начального состояния в конечное состояние, уменьшается пропорционально уменьшению времени дискретизации, но при этом увеличивается значение рассчитываемого управляющего сигнала и . То есть в случае, когда период квантования стремиться к нулю Т ^ 0 , значение управляющего воздействия стремиться к бесконечности и ^ да, что технически нереализуемо. В реальности управляющего сигнал и [к ] имеет ограничение, определяющиеся исходя из технических характеристик системы:

\и\ - итах.

В следствии чего происходит увеличение длительности переходного процесса, появление перерегулирования или возникновение автоколебаний в системе. Для снижения влияния ограничения, при синтезе параметров регулятора используем расчётный такт квантования Тг, а в системе при моделировании фактический Т^. Устраним автоколебания увеличив период дискретизации Тг, тем самым

уменьшив коэффициенты регулятора матрицы управления. Уменьшим колебания и улучшим переходный процесс введя в контур ошибки по углу ПД-регулятор. Если же в качестве входного воздействия используется изменяющийся во времени сигнал, то регулятор будет стремиться привести объект в начало координат пространства состояний и по переменной скорости. А так как входной сигнал имеет скорость отличную от нуля, то это, соответственно будет приводить к значительной динамической ошибке. Для уменьшения величины динамической ошибки целесообразно вектор ошибки модифицировать с учетом требуемого значения скорости изменения входного сигнала [к ]. При условии, что значение сигнала известно. С учетом сказанного преобразуем вектор ошибки:

146

[ ] =

ё[к]- х1[кГ

ё[к ]- х2[к ]

- х3[к ]

- хп[к ]

Полученные в результате моделирования характеристики систем отражены в таблице. Для систем, удовлетворяющих требованиям к качеству приведены графики переходных процессов (рис. 4) и ошибок отработки типового сигнала (рис. 5).

Характеристики системы с различной коррекцией

Метод коррекции а, % *р, с , рад ес, рад Т, с

Без коррекции 0 3,4 - 0.24 -

ПИД-регулятор 6.9 0.14 1.540-5 3-10-3 5-10-5

ЖЛАФЧХ 25.6 0.084 2.98-10-4 1.510-5 4. •Ю-5

ГОС 0.1 0.0352 9.56-10-6 9.7-10-5 Ы0-5

Подчинённое регулирование 0 0.0225 110-8 10-10-5 Ы0-5

Алгоритмическое управление 0.6 0.0125 1.1610-5 3.410-5 Ы0-5

0.12 ОН

3 о.®

004

СИЕ

о

&Р1

4К

0<Й

«101 Время, с

Рис. 4. График переходных процессов системы

006

й№

г гэ

Время, с

Рис. 5. График ошибок при отработке типового сигнала системой

Из полученных данных моделирования видно, коррекция с использованием ПИД-регулятора не позволяет обеспечить достаточную точность отработки динамических воздействий, сохранив при этом требуемое качество переходного процесса и время регулирования. В свою очередь используя метод ЖЛАЧХ можно получить практически любой переходный процесс, но только в линейном варианте системы, что не подходит для реальных систем с высокими предъявляемыми требованиями. Наличие дополнительных обратных связей в методах ГОС и подчинённого регулирования и их индивидуальная настройка позволили добиться необходимого качества системы. Лучше всего показал себя апериодический алгоритм управления, который позволяет добиться минимального времени регулирования и динамической ошибки при том же периоде дискретизации. Стоит отметить, что у данного регулятора имеется п обратных связей по всем переменным состояния. В данном случае по ускорению, скорости и положению что дает возможность обеспечить выполнение заданных требований, но в реальных системах реали-

зация этого зачастую либо технически невозможна, либо несет ряд сложностей. Использование наблюдателя, который может восстановить полный вектор состояния по одной обратной связи позволяет решить данную проблему, но только в случае, когда матрицы объекта управления известны.

Работа выполнена при финансовой поддержке Министерства науки и высшего образования РФ в рамках государственного задания по теме FEWG-2022-0003.

Список литературы

1. Бесконтактные моментные электродвигатели серии ДБМ. // Машинформ. [Электронный ресурс] URL: https://electro.mashinform.ru/mashinY-postOYannogo-toka-v-tom-chisle-beskontaktnYe-ventilnve/beskontaktnYe-momentnYe-ielektrodvigateli-serii-dbm-obi4212.html (дата обращения: 14.09.2022).

2. Микеров А.Г. Появление отечественных бесконтактных моментных двигателей. Control Engineering Россия, 2019. №4(82). С. 76 - 79.

3. Епифанова Л.М., Епифанов О.В., Микеров А.Г. Новый ряд моментных двигателей для экстремальных условий применения // Экстремальная робототехника ЭР-2012. СПб: «Политехника-сервис». 2012.

4. Анучин А.С. Системы управления электроприводов: учебник для вузов. М.: Издательский дом МЭИ, 2015. 373 с.

5. Герман-Галкин С.Г. Компьютерное моделирование полупроводниковых систем в MATLAB 6.0: Учебное пособие. СПб.: КОРОНА принт, 2001. 320 с.

6. Соколовский Г.Г. Электроприводы переменного тока с частотным регулированием. М.: Академия, 2006. 272 с.

7. Терехов В.М. Системы управления электроприводов: Учебник для студ.ВУЗов. М.: Издательский центр «Академия», 2005. 304 с.

8. Горячев О.В. Компьютерное управление мехатронными системами. Практикум. Часть 1: учеб. пособие. Тула: Изд-во ТулГУ, 2012. 123 с.

9. Горячев О.В. Компьютерное управление мехатронными системами. Практикум. Часть 2: учеб. пособие. Тула: Изд-во ТулГУ, 2014. 152 с.

10. Шрейнер Р.Т. Системы подчиненного регулирования электроприводов. Часть 1. Электроприводы постоянного тока с подчиненным регулированием координат: Учеб. пособие для вузов. Екатеринбург: Изд-во Урал. гос. проф.-пед. ун-та, 1997. 279 с.

Горячев Олег Владимирович, д-р техн. наук, профессор, заведующий кафедрой, olegvgorsau@mail.ru, Россия, Тула, Тульский государственный университет,

Олейников Андрей Олегович, магистрант, младший научный сотрудник, krasss102@gmail.com, Россия, Тула, Тульский государственный университет

DEVELOPMENT OF ALGORITHMIC AND SOFTWARE FOR THE SYNTHESIS OF MECHATRONIC MODULES OF GUIDANCE AND STABILIZATION SYSTEMS

O.V. Goryachev, A.O. Oleynikov

This paper presents the results of the analysis of various methods of synthesis of a digital controller for gearless guidance and stabilization drives with a contactless torque motor. Five different methods of synthesis of control algorithms are considered, the choice of the discretization period taking into account the time constants of the system and the technique for obtaining recurrent equations.

Key words: digital controller, proportional-integral-differentiating controller, method of desired logarithmic frequency-phase characteristics, deep negative feedback method, subordinate control, aperiodic control, recurrent equations.

Goryachev Oleg Vladimirovich, doctor of technical sciences, professor, head of chair, olegv-gorsau@mail.ru, Russia, Tula, Tula State University,

Oleynikov Andrey Olegovich, undergraduate, Junior researcher, krasss102@gmail. com, Russia, Tula, Tula State University