CC BY
42Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2009. Вып. 4======================================
УДК 621.391:621.396
М. Ю. Арянцев, В. Г. Валеев
Уральский государственный технический университет - УПИ
Подавление мощных внутриполосных помех одноканальным компенсатором в приемнике сигналов спутниковой навигации
Исследуется эффективность применения одноканального компенсатора, реализующего метод нелинейного подавления помех. Рассматриваются помехи с произвольной шириной спектра, сформированные при помощи произвольной угловой модуляции. Показана возможность повышения порогового отношения "помеха/сигнал " до 40 дБ и более.
Нелинейная обработка, компенсация помех, навигационные спутниковые системы
Посторонние излучения, поступающие на вход навигационного приемника, уменьшают отношение "сигнал/помеха" и могут привести к срыву слежения за навигационными спутниками. В [1] отмечается, что в системе GPS при использовании сигнала с С/А-кодом необходимое для поиска сигнала и вхождения в режим слежения пороговое отношение "помеха/сигнал" составляет 22 дБ, а при использовании сигнала с Р^)-кодом это отношение составляет 34 дБ. При таких значениях порогового отношения даже сравнительно маломощные источники помех могут привести к нарушениям работы приемника на сравнительно больших взаимных удалениях, так как уровень навигационных сигналов на входе приемника пользователя составляет - 160 дБм [2].
Необходимость повышения помехозащищенности аппаратуры потребительского сегмента в системах спутниковой навигации осознается ее разработчиками и у нас в стране, и за рубежом. В [1] приводится большой перечень опубликованных за рубежом работ, посвященных проблеме повышения помехозащищенности аппаратуры потребителей. Существующие решения проблемы основываются главным образом на принципах адаптивной частотной и пространственной режекций помех. Реализация пространственной режекции требует применения в аппаратуре потребителей габаритных антенн - адаптивных антенных решеток, что не всегда возможно. К тому же пространственная режекция неэффективна, если направление приема мешающего сигнала приближается к направлению приема полезных сигналов. Реализация частотной режекции позволяет снизить влияние внут-риполосных помех только в тех случаях, когда помехи занимают по частоте небольшую часть спектра полезных сигналов.
Преодолеть ограничения методов частотной и пространственной режекций можно, применив в приемнике нелинейную обработку принятого сигнала до его когерентного накопления. Обоснование нелинейной обработки дает метод амплитудного подавления помех [3]. По этому методу эффект достигается специальным нелинейным преобразованием f (х) принятого сигнала х (t), выполняемым на несущей или на промежуточной частоте. Возможности амплитудного подавления основываются на статистических отличиях помехи от гауссовского шума по виду одномерной плотности вероятности мгновенных значе-
64
© Арянцев М. Ю., Валеев В. Г., 2009
ний. Вид преобразования f (х), при котором достигается максимальный эффект подавления помехи, определяется плотностью вероятности W (А) огибающей мешающего сигнала:
(х ) = и [ А§ (А)]/аА ёА х > (х), (1)
0 4х2 _ А2
где я (А) = (а/аА) 1п [№ (А)/А].
В [3] показано, что преобразование f (х) можно реализовать, применяя нелинейную обработку по схеме на рис. 1. В составе приемника с когерентным накоплением сигнала схема на рис. 1 выполняет преобразование, эквивалентное (1).
Помехи с угловой модуляцией и медленными изменениями огибающей в смеси с шумом приемника можно характеризовать плотностью вероятности, соответствующей распределению Релея - Райса [4]
№ (А) = 2 Аа ехр [-а(А2 +1)] 10 (2 Аа), (3)
где А = Ах/Ап (Ах - амплитуда смеси);
2/2 2 а = Ап / 2аш ; ( Ап - амплитуда помехи); аш - мощность шума в полосе приемника.
При данном распределении №(А) и а » 1, т. е. когда уровень постороннего излучения существенно превышает уровень собственного шума приемника, как показано в [3], из (1) получим нелинейное преобразование, представленное на рис. 2. Такое преобразование может быть реализовано в виде компенсатора (рис. 3).
Реализация по схеме на рис. 3 требует знания амплитуды помехи Ап. Для посторонних
излучений значение Ап неизвестно и кроме того может медленно изменяться. Поэтому уровень компенсирующего сигнала в схеме на рис. 3 должен настраиваться по принятому сигналу. В [5], [6] предложены адаптивные варианты такого компенсатора.
В настоящей статье исследуется эффективность адаптации по варианту [5] при воздействии на навигационный приемник сильных внутриполосных помех. Исследование проводилось моделированием средствами МаШЬ. Моделированию подвергнут тракт обработки принятых сигналов, построенный по схеме, показанной на рис. 4. Компенсатор помех выполнен по схеме на рис. 5. Коррелятор настроен на выделение ожидаемого полезного сигнала, который в проводимых исследованиях рассматривался как полностью известный.
Результаты моделирования показаны на рис. 6-8 в виде огибающей функции взаимной корреляции сигнала на входе коррелятора с ожидаемым полезным сигналом для трех видов помех.
х ^ ) Детектор огибающей А и)
sign(х)
Рис. 1
Рис. 4 Рис. 5
На рис. 6-8, а представлены результаты обработки без компенсатора, на рис. 6-8, б - результаты обработки с компенсатором по схеме на рис. 5. Ожидаемые временные положения полезного сигнала на выходе коррелятора показаны стрелками.
В качестве полезного сигнала рассматривался навигационный сигнал системы "ГЛОНАСС", предназначенный для режима общего доступа, на временном интервале, равном нескольким периодам дальномерного кода. На рис. 6 приведены результаты обработки, когда в качестве помехи рассматривался аналогичный полезному сигнал, имеющий временной А^фм и частотный А/Фм сдвиги относительно полезного сигнала; на рис. 7 - при помехе в виде ЧМ-колебания с периодической линейной частотной модуляцией (ЛЧМ); на рис. 8 - при помехе в виде тонального сигнала без модуляции, имеющего частотный сдвиг А/т относительно полезного сигнала. Уровень помехи во всех случаях со-
Рис. 6 Рис. 7 Рис. 8
ставлял 40 дБ относительно уровня полезного сигнала. Мощность шума в полосе приемника принята равной мощности полезного сигнала. Другие условия моделирования:
• частота дискретизации Fд = 100 FK (FK - несущая частота сигнала);
• частота повторения модулирующей функции при фазовой модуляции полезного сигнала F(&M = 0.1Fjj ;
• сдвиг частоты сигналоподобной помехи Л/Фм = Fфм/50;
• временной сдвиг сигналоподобной помехи Лtфм = 25.5/Fфм ;
• сдвиг частоты тональной помехи Л/т = Fфм /10.
Из приведенных результатов можно сделать следующие выводы.
• Без применения компенсатора полезный сигнал в рассмотренных условиях наблюдения полностью маскируется мешающим. Этого следовало ожидать, так как уровень порогового отношения "сигнал/помеха" без применения средств защиты составляет - 22 дБ (данные соответствуют системе GPS, но их можно отнести и к системе "ГЛОНАСС"), а в проведенных исследованиях это отношение было принято равным - 40 дБ.
• Применение компенсатора (см. рис. 6-8, б) позволяет надежно выделить полезный сигнал после корреляционной обработки. Выходное отношение "сигнал/помеха" (отношение квадрата взаимной корреляции в сигнальных точках к среднему квадрату мешающего фона) составляет 22.2 дБ на рис.6, 23.8 дБ на рис. 7 и 21.8 дБ на рис. 8.
На результаты цифрового моделирования аналоговой процедуры компенсации, выполняемой по схеме на рис. 5, существенно влияет погрешность дискретизации входных процессов. Оценим данную погрешность. Для этого сравним результаты моделирования двух теоретически эквивалентных схем нелинейного преобразования принимаемого сигнала (см. рис. 1 и 3) при известной амплитуде помехи Ап.
В схеме на рис. 1 преобразование g (A) для распределения (3) при а » 1 примет вид g(A) = A - Ап. Схема на рис. 3 имеет такую же чувствительность к погрешности дискретизации, что и схема на рис. 5, поскольку в обеих схемах компенсация осуществляется на несущей частоте. В схеме на рис. 1 компенсация помехи производится на видеочастоте и при выбранных условиях моделирования погрешность цифрового представления должна быть незначительной.
моделирование этих схем выполнено в одинаковых условиях, описанных ранее. Результаты моделирования в виде отношения "сигнал/помеха" на выходе коррелятора приведены в таблице. Сравнив результаты, относящиеся к разным схемам компенсации, отметим различие приблизительно на 2.. .2.5 дБ. Это различие может быть вызвано только погрешностью цифрового моделирования аналоговой процедуры компенсации на несущей частоте. Исследования показывают, что увеличение частоты дискретизации снижает данную погрешность, но значительно возрастающий при этом объем вычислений не позволяет добиться полного совпадения результатов моделирования для теоретически эквивалентных схем.
Помеха Отношение "сигнал/помеха" на выходе компенсатора, дБ
По схеме на рис. 1 По схеме на рис. 3
С периодической ЛЧМ 25.7199 23.6759
Тональная без модуляции 24.6418 22.0659
Представляет интерес сравнение по эффективности исследованного компенсатора (см. рис. 5) и техническое решение по патенту [7], предназначенное для аналогичной цели. Структурная схема устройства [7] показана на рис. 9.
На вход устройства поступает аддитивная смесь полезного сигнала, постороннего излучения и шума х (t). Детектор огибающей формирует сигнал e (t), пропорциональный огибающей входного сигнала х(t). Усредняющее устройство формирует среднее значение z (t) сигнала e (t). Время усреднения выбирается таким образом, чтобы z (t) воспроизводило медленные изменения огибающей e (t). При слабом сигнале и мощной помехе значения z (t) будут определяться в основном огибающей помехи. Дифференциальный усилитель формирует разность e (t)- z (t) и усиливает ее. Таким образом, выходной сигнал дифференциального усилителя y (t) представляет собой огибающую входного сигнала х (t), в которой подавлена составляющая помехи.
Результаты моделирования этого устройства показаны на рис. 6-8, в. По данным рис. 7 и 8 техническое решение по патенту [7] практически не уступает компенсатору по схеме на рис. 5. Однако при воздействии сигналоподобной помехи (см. рис. 6, в) на выходе коррелятора отмечено появление кроме полезного сигнала еще и дополнительного отклика, не имеющего отношения к сигналу. Такой результат свидетельствует не в пользу решения [7].
Список литературы
1. Соловьев Ю. А. Спутниковая навигация и ее приложения. М.: Эко-Трендз, 2003. 326 с.
2. Яценков В. С. Основы спутниковой навигации. Системы GPS NAVSTAR и ГЛОНАСС. М.: Горячая линия - Телеком, 2005. 272 с.
3. Валеев В. Г. Обнаружение сигналов в негауссовских помехах // Теория обнаружения сигналов / под ред. П. А. Бакута. М.: Радио и связь, 1984. С. 266-325.
4. Тихонов В. И. Статистическая радиотехника. М.: Сов. радио, 1966. 678 с.
5. Патент RU 69 687 U1 МПК H04B 1/10. Нелинейный компенсатор помех / Арянцев М. Ю., Валеев В. Г. (РФ). Публ. 27.12.2007. Бюл. 1.
6. Патент RU 70 063 U1 МПК H04B 1/10. Адаптивный компенсатор помех / Арянцев М. Ю., Валеев В. Г. (РФ). Публ. 10.01.2008. Бюл. 36.
7. Патент № 3 605 018 США, H04B 1/10. Interference suppression in a receiver by envelope variation modulation / Coviello G. J. Publ. 1971/09/14.
:(t)
Детектор огибающей
Kt)
Усредняющее устройство
Kt)
Дифференциальный усилитель
У (t)
Рис. 9
+
======================================Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2009. Вып. 4
M. Yu. Aryantsev, V. G. Valeev Ural state technical university - UPI
Significant in-band interference suppression single-channel compensator in receiving-amplifying tract of navigation receiver
Application efficiency of single channel compensator realized nonlinear interference suppression technique is investigated. Interferences with arbitral bandwidth, formed by arbitral angle modulation, are considered. Possibility of the "interference/signal" threshold ratio increasing up to 40 dB and more is shown.
Nonlinear signal processing, interference compensation, global positioning systems
Статья поступила в редакцию 20 апреля 2009 г.
УДК 621.396.96
А. В. Мякиньков
Нижегородский государственный технический университет
Оптимизация алгоритма траекторной обработки в бистатической просветной радиолокационной системе в условиях неравноточных первичных измерений
Рассматривается алгоритм траекторной обработки на основе метода максимального правдоподобия в трехкоординатной бистатической просветной радиолокационной системе. Особенностью исследуемого алгоритма является учет изменения точности измерений первичных параметров, полученных на различных участках траектории цели, обусловленных изменением эффективной площади рассеяния цели и, как следствие, отношения "сигнал/шум".
Просветная радиолокационная система, траекторная обработка, метод максимального правдоподобия, итерационный алгоритм Гаусса-Ньютона, эффективная площадь рассеяния цели, корреляционная матрица ошибок первичных измерений
Бистатические радиолокационные системы (БРЛС) с обнаружением "на просвет" позволяют эффективно осуществлять обнаружение и измерение координат малоразмерных целей, в том числе имеющих радиопоглощающее покрытие. Для определения координат цели при использовании непрерывного зондирующего сигнала обычно используются измерения доплеровской частоты и направления прихода сигнала [1]-[6].
Недостатком двухкоординатных просветных БРЛС [4] является увеличение систематических ошибок определения координат с увеличением высоты полета цели. Другим недостатком алгоритмов траекторной обработки, рассмотренных в [4]-[6], является то, что при определении координат целей по вектору первичных измерений не учитывается информация об изменении бистатической эффективной площади рассеяния (БЭПР) цели при изменении ее углового положения.
В настоящей статье рассматривается алгоритм определения координат целей в трехко-ординатной просветной БРЛС, свободный от указанных недостатков.
Модель движения и процесса наблюдения. Структура трехкоординатной просветной БРЛС показана на рис. 1, где приняты следующие обозначения: П - передающая позиция; Пр - приемная позиция; b - база системы; Ц - цель; v - вектор скорости цели; АВ -
© Мякиньков А. В., 2009
69
