CC BY
37Список литературы
1. Willis N. G. Bistatic radar. Silver spring: Technology service corporation, 1995. 336 p.
2. Черняк В. С. Многопозиционная радиолокация. М.: Радио и связь, 1993. 416 с.
3. Bistatic radar: principles and practice / A. B. Blyakhman, V. I. Kostylev, A. V. Myakinkov et al.; ed. by M. Cherniakov. Chichester, England: John Wiley & Sons, 2007. 504 p.
4. Бляхман А. Б., Мякиньков А. В., Рындык А. Г. Пространственно-временная обработка сигналов в би-статической просветной РЛС с антенной решеткой // Радиотехника и электроника. 2004. Вып. 6. С. 707-712.
5. Мякиньков А. В. Оптимизация алгоритма траекторной обработки в бистатической просветной радиолокационной системе в условиях неравноточных первичных измерений // Изв. вузов России. Радиоэлектроника. 2009. № 4. С. 69-75.
6. Myakinkov A. V., Ryndyk A. G. Space-time processing in three-dimensional forward scattering radar // Proc. of IV Int. conf. on antenna theory and techniques, Sevastopol, Ukraine, Sept. 9-12 2003. Vol. 1. M.: IPRZhR, 2003. P. 355-358.
7. Лёзин Ю. С. Оптимальные фильтры и накопители импульсных сигналов. М.: Сов. радио, 1969. 448 с.
8. Радиоэлектронные системы. Основы построения и теория: Справочник / Я. Д. Ширман, С. Т. Багда-сарян, А. С. Маляренко и др.; под общ. ред. Я. Д. Ширмана. 2-е изд. М.: Радиотехника, 2007. 512 с.
9. Li J., Stoica P. MIMO radar signal processing. Hoboken, USA: John Wiley & Songs, 2009. 448 p.
10. Тихонов В. И. Статистическая радиотехника. М.: Радио и связь, 1982. 624 с.
A. V. Myakinkov, D. M. Smirnova
State technical university of nizhniy novgorod
Ground target detection in multistatic MIMO forward-scattering radar
The features of using of coherent, non-coherent and cross-correlation algorithms of detection of ground targets in multistatic forward-scattering radar are considered. Detection characteristics of investigated algorithms were calculated. The results of mathematical modeling and experimental investigation of algorithms are presented.
Multistatic forward-scattering radar, spatial-time signal processing, optimal algorithms of integration and detection, clutter decorrelation, cross-correlation coefficient
Статья поступила в редакцию 2 марта 2010 г.
УДК 621.391:621.396
В. Г. Валеев, А. С. Вахрушев
Уральский государственный технический университет - УПИ
Эффективность некогерентной компенсации пассивных помех в когерентно-импульсных РЛС
Рассмотрена эффективность применения в когерентно-импульсной РЛС некогерентной компенсации пассивных помех. Показано преимущество применения такой компенсации в ситуациях, когда помеха имеет регулярный доплеровский сдвиг частоты, отношение помеха/сигнал более 20 дБ и импульсы помехи имеют сильную межпериод-ную корреляцию.
Когерентно-импульсная радиолокация, пассивные помехи, некогерентная компенсация
В когерентно-импульсных РЛС для ослабления влияния пассивных помех обычно применяется когерентная череспериодная компенсация (КЧПК) [1], [2]. Такая компенсация реализуется после фазового детектора и ее действие основано на частотной режекции
© Валеев В. Г., Вахрушев А. С., 2010 55
составляющих спектра помехи, распределенных в окрестности частот fk = kFn, к = 0, 1, 2, ..., где Fn - частота повторения импульсов.
Для эффективной когерентной компенсации необходимо иметь линейный тракт обработки сигнала в большом динамическом диапазоне - до 100.120 дБ, что на практике реализовать сложно. Поэтому КЧПК обычно сопровождается ограничением сигнала в УПЧ [1], [2]. Ограничение, как известно, ухудшает отношение "сигнал/помеха", поэтому эффективность компенсации помех при обнаружении слабых сигналов снижается.
Другим фактором, снижающим эффективность КЧПК, является регулярный допле-ровский сдвиг частоты помехи Уд п Ф 0, вызванный, например, перемещением подстилающей поверхности под действием ветра в морской радиолокации, в результате чего спектральные составляющие помехи смещаются относительно зон режекции, расположенных в точках fk = kFH. В таких случаях необходима настройка зон режекции КЧПК на частотные составляющие помехи. Такая настройка при некотором усложнении аппаратуры в принципе возможна для сигналов, принимаемых по главному лепестку диаграммы направленности антенны. Но так как сигналы, отраженные подстилающей поверхностью, принимаются не только по главному лепестку, осуществить такую настройку на все составляющие помехи невозможно.
В данной статье рассматривается способ некогерентной череспериодной компенсации (НЧПК) пассивных помех с последующим когерентным накоплением полезного сигнала, обоснованный в [3]. НЧПК выполняется по огибающей принимаемого сигнала и не использует его фазу, поэтому эффект НЧПК не должен зависеть от частоты Удп, если сигнал и помеха разрешаются по доплеровской частоте. Применение НЧПК позволяет сжать динамический диапазон принимаемого сигнала с увеличением отношения "сигнал/помеха" в отличие от сжатия при КЧПК.
Целью настоящей статьи является получение количественных характеристик эффективности применения НЧПК в РЛС с когерентным накоплением полезного сигнала. В качестве критерия эффективности принят уровень порогового сигнала, при котором достигаются заданные значения вероятностей правильного обнаружения и ложной тревоги. Исследование проводилось статистическим моделированием средствами Matlab. В результате исследования получены характеристики обнаружения, позволяющие сравнить эффективность применения когерентной и некогерентной компенсации в когерентных РЛС.
Объект исследования. На вход приемника РЛС поступает аддитивная смесь полезного сигнала ис (t), пассивной помехи ип (t) и шума Um (t): U (t) = ис (t) + ип (t) + Um (t) =
= A (t) cos [ffl0t + ф( t)], где A (t), ф( t) - огибающая смеси и ее фаза соответственно. Полезный сигнал (сигнал, отраженный от обнаруживаемой цели) ис (t) = Аса (t) cos (a0t + ®д ^ + Ф0)
представляет собой когерентную пачку радиоимпульсов с огибающей пачки а (t), постоянной амплитудой Ас, доплеровским сдвигом частоты Шдс и случайной начальной фазой
Ait)
d Ait)]
Решение о наличии цели
U it),
НЧПК ФД ДФ ПУ
U it)
АД
ЧПК
Огр.
иНЧПК it) -►
cos [rogt + <pit)]
Рис. 1
Рис. 2
Фо- Пассивная помеха Un = Ап (t) cos [ragt + шд^ + фп (t)] рассматривается в виде нормального случайного процесса, имеющего доплеровский сдвиг частоты Шд п и нормированную корреляционную функцию с огибающей r (т) = exp (-р|т|), где Р - параметр огибающей функции корреляции. Внутренний шум приемника Um = Аш (t) cos [шоt + Фш (t)] - нормальный случайный процесс, имеющий равномерную спектральную плотность в полосе приемника.
В приемнике РЛС принятый сигнал после усиления подвергается обработке по схеме, показанной на рис. 1, где НЧПК - некогерентный череспериодный компенсатор; ФД -фазовый детектор; ДФ - доплеровский фильтр; ПУ - пороговое устройство.
Некогерентный компенсатор НЧПК выполнен по схеме, показанной на рис. 2, где
Uнчпк (t) = g[А(t)]cos^ot + ф(t)]; g[А(t)] - преобразование огибающей принятого сигнала. В состав НЧПК входят амплитудный детектор (АД), выделяющий огибающую принятого сигнала А (t), череспериодный компенсатор (ЧПК), выполняющий преобразование g [А (t)] = А (t) - А (t - Тп), где Тп - период повторения импульсов, и ограничитель
(Огр.), на выходе которого имеем иогр (t) = cos ^ot + ф( t)].
На выходе ФД формируются синфазная I = 0.5g [А (t)] cos ф (t) и квадратурная
Q = 0.5 g [ А (t)] sin ф (t) составляющие обрабатываемого сигнала.
Схема доплеровского фильтра, настроенного на выделение сигнала с допле-ровской частотой Шдс, приведена на рис. 3.
Интегрирование в доплеровском фильтре выполняется на временном интервале ожидания полезного сигнала.
Схема обработки, приведенная на рис. 1, сравнивалась с классической схемой обработки сигнала в когерентно-импульсных РЛС (рис. 4). Функции одноименных блоков обеих схем совпадают. ЧПК в схеме на рис. 4 выполняется после ФД в каналах I и Q.
Рис. 3
U (t).
Огр. ФД ЧПК ДФ ПУ
Решение о наличии цели
Рис. 4
Исследования по схеме рис. 4 проводились в двух вариантах: при наличии и при отсутствии ограничителя на входе.
Модель объекта исследования. Моделирование выполнялось после ФД. Аддитивной
смеси входного сигнала U(t) = Цс (t) + UTl (t) + Um (t) = A(t) cos + ф(t)] на выходе ФД соответствовали две квадратурные составляющие I = ^ + In + Im и Q = Qс + Qn + Qn, где Iс = Aa(t) cos + ф0); Qс = A^a(t) sin (юд^ + ф0); !п = A (t) cos [юд.^ + фп (t)];
Qn = An(t) sin [®д.п/ + Фп(t)]; Im = Am (t) cosфш (t); Qm = Am (t) sinфm (t).
Амплитуда A (t) и фаза ф(t) аддитивной смеси U(t) выражаются через I и Q:
A (t ) = V 12 + Q 2; ф( t ) = arctg (I/Q). Если аддитивная смесь U (t) перед ФД подвергается ограничению, на выходе ФД имеем !огр = cosф( t); Q^ = sinф( t). При некогерентной компенсации аддитивной смеси
перед ФД на его выходе получим !нк = g [ A (t)] cosф( t); QKK = g [ A (t)] s^( t).
При моделировании все процессы на выходе ФД представлялись временными последовательностями аргумента к с интервалом временной дискретизации Тп. При этом рассмотренные компоненты представлялись в виде:
• сигнальные !с (k) = ^xos (юдскТп +ф0 ); Qс (k) = A^in (юдскТп +ф0 ), причем начальная фаза фо распределена равномерно в интервале 0.. ,2л;
• шумовые компоненты Im (к), Qm (к) - как некоррелированные гауссовские последовательности c нулевым математическим ожиданием и дисперсией оШ;
• помеховые составляющие 1п (к), Qn (к) : при юд п = 0 - как коррелированные гауссовские последовательности 1п (к) = x¡ (к); Qп (к) = xq (к) с нулевыми математическими ожиданиями, дисперсиями а! и коэффициентами корреляции соседних отсчетов r = exp (—PT! ), причем между собой x¡ (к) и xq (к) некоррелированы; при юд п ^ 0 - в виде
1п (к) = xI (к) cosюдпкТп + xq (к) sin юд.пкТп; Qn (к) = — xI (к) sin юд пкТп + xq (к) cos юдпкТп. В ДФ накапливалось N импульсов. Результат накопления z сравнивался с порогом zo. Для оценки вероятностей ложной тревоги Рлт и правильного обнаружения Рпо проводились серии из n независимых испытаний. Ввиду больших вычислительных затрат
—2
исследование ограничено оцениванием Рл т значением 10 , Рп о - в интервале 0.1.0.95. 58
Моделирование проводилось при следующих условиях:
• количество накапливаемых импульсов N = 10.. .100;
• коэффициент межпериодной корреляции пассивной помехи г = 0.9. 0.999;
2 / 2
• отношение мощности сигнала Рс = Ас /2 к мощности помехи Рп = ап на входе приемника -10.-50 дБ;
2
• отношение мощности помехи Рп к мощности шума Рш = аш в полосе приемника 20.60 дБ;
• доплеровская частота сигнала —д с = Fп/2;
• доплеровская частота помехи Fд п = Fдс/5... —д с/2;
• вероятность ложной тревоги Рл т = 10 ;
• количество независимых испытаний при определении порога обнаружения 20 п = 10 ;
2
• количество независимых испытаний при оценке Рп о п = 10 .
Результаты исследования. Исследовались влияния корреляции пассивной помехи, до-плеровского сдвига частоты помехи относительно частоты сигнала, отношений "сигнал/помеха" и "помеха/шум" на эффективность компенсации помехи разными методами.
Результаты моделирования показаны на рис. 5-8 графиками 1 - для схемы на рис. 1; 2 - для схемы на рис. 4 без ограничителя; 3 - для схемы на рис. 4 с ограничителем.
На рис. 5 черными графиками показаны характеристики обнаружения при г = 0.999, серыми - при г = 0.95. Остальные параметры имели значения N = 100, Рп/Рш = 60 дБ,
-д.с = —п /2, —д.п = -д.с /2.
На рис. 6 черные линии соответствуют —д п = —д с/2, серые - —д п = —д с/3. Остальные параметры: N = 100, Рп/ Рш = 60 дБ, г = 0.999, -дс = -п/4.
На рис. 7 черные линии соответствуют Рп/Рш = 60 дБ, серые - Рп/Рш = 20 дБ. -дп = -дс/3. Остальные параметры: N = 100, г = 0.999, -дс = -п/2, -дп = -дс/2.
На рис. 8 черные графики соответствуют N = 100, серые - N = 10. Остальные пара-
P
1 п.о 0.75 0.5
0.25
0
V
P п.о
0.75
0.5
0.25 0
- 50
- 40
- 30
Рис. 7
- 20
Рс
Р + Р 1 п ш
дБ
Р + Р пш
Рис. 8
метры: г = 0.95, Рп/Рш = 60 дБ, F^ = Fn/2, F^n = F^/2.
Полученные результаты показывают, что НЧПК помех по схеме на рис. 1 при определенных условиях (Fд п ^ 0, r > 0.95, N > 10, Рп/Рш > 20 дБ) позволяет получить энергетический выигрыш по сравнению с классической когерентной ЧПК до 5 дБ при обработке сигнала по схеме на рис. 4 без ограничителя и до 15 дБ при обработке с ограничителем. Выигрыш возрастает при сближении значений Fд п и Fд с до тех пор, пока разность
Fдс - F^ п превосходит полосу пропускания ДФ.
Список литературы
1. Справочник по радиолокации. В 4 т. / под общей ред. К. Н. Трофимова; пер. с англ. Т. 3. Радиолокационные устройства и системы / под ред. А. С. Винницкого. М.: Сов. радио, 1978, 528 с.
2. Бакулев П. А., Степин В. М. Методы и устройства селекции движущихся целей. М: Радио и связь, 1986. 288 с.
3. Валеев В. Г. Повышение эффективности радиолокационного обнаружения мелких морских целей // Изв. вузов России. Радиоэлектроника. 2009. Вып. 3. С. 60-67.
V. G. Valeyev, A.S. Vakhrushev Ural state technical university - UPI
Efficiency of incoherent clutter canceling in coherent pulse radars
The efficiency of using incoherent clutter cancelling in coherent pulse radar is examined. The advantage of using the clatter cancelling provided that a clutter has regular Doppler shift, clutter to signal ratio is more than 20 dB and clutter impulses have intense interperiod correlation is shown.
Coherent pulse radar, clutter, incoherent canceling
Статья поступила в редакцию 6 апреля 2010 г.
3
