Эффективность применения нелинейных компенсаторов для подавления пассивных помех в импульсных радиолокационных станциях Текст научной статьи по специальности «Электротехника, электронная техника, информационные технологии»

УДК 621.391:621.396

М. Ю. Арянцев, В. Г. Валеев

Уральский государственный технический университет - УПИ

Эффективность применения нелинейных компенсаторов для подавления пассивных помех в импульсных радиолокационных станциях1

Предложен метод подавления пассивных помех в импульсных радиолокационных станциях, отличающийся от типовых процедур селекции движущихся целей (СДЦ). Метод реализуется специальной нелинейной обработкой принятого сигнала до согласованной фильтрации. Проведено сравнение такой обработки с типовыми процедурами СДЦ по характеристикам обнаружения. Показано преимущество предложенного метода подавления в случае помех с распределением огибающей по закону Райса.

Нелинейная обработка, компенсация помех, обнаружение, селекция движущихся целей

Для защиты радиолокационных станций (РЛС) от пассивных помех используются различия в характеристиках полезного сигнала и действующих помех, чаще всего - частотные различия, лежащие в основе методов селекции движущихся целей (СДЦ) [1].

Известно [2], что эффективность методов СДЦ снижается под влиянием следующих факторов:

• модуляции огибающей пачки отраженных импульсов диаграммой направленности (ДН) сканирующей антенны;

• нескомпенсированного движения источника мешающих отражений относительно РЛС.

Как правило, уровень пассивных помех намного превышает уровни полезных сигналов и собственный шум приемника. Если к тому же в составе отражателей, формирующих пассивную помеху, присутствует точечный элемент с большой эффективной поверхностью рассеяния, то огибающая аддитивной смеси помехи и шума приемника может быть описана распределением Райса [1]. В таких условиях эффективность селекции можно повысить, применяя специальную нелинейную обработку принятого сигнала до типовой процедуры СДЦ [3].

Нелинейная обработка, обоснованная в работах [3], [4], может быть реализована в виде нелинейного компенсатора помех (НКП), построенного по схемам на рис. 1 или 2. Обе реализации теоретически эквивалентны по эффективности, но в схеме на рис. 1 компенсация осуществляется на несущей частоте, а на рис. 2 - на видеочастоте.

Компенсирующий сигнал в схеме на рис. 1 формируется жестким ограничителем, причем уровень ограничения вырабатывается схемой оценивания амплитуды смеси полезного сигнала, помехи и шума,

поступающей на вход компенсатора. рис. 1

U - U ^ вх ^ комп

1 Работа выполнена в рамках ФЦП "Исследования и разработки по приоритетным направлениям развития научно-технологического комплекса России на 2007-2012 годы".

© Арянцев М. Ю., Валеев В. Г., 2008 61

Рис. 2

Компенсатор по схеме на рис. 2 предназначен для реализации в системах цифровой обработки. Преобразователь 1 осуществляет переход от входного высокочастотного сигнала ивх к квадратурным составляющим х и у. В преобразователе 2 квадратурные составляющие переводятся в полярные координаты: огибающую Авх (к) и фазу фвх (к). Выделенная огибающая входной смеси подвергается обработке по алгоритму

Е [ АВх(к)] = АВх(к ) - А (к ), (1)

где Ак (к) - оценка огибающей помехи в к-м отсчете принятой смеси. Эта оценка формируется усреднением выделенных отсчетов огибающей входной смеси:

1 m

Ак (к) =-У Авх (i), r < к < m .

m - r +1

i =r

(2)

Преобразователь 3 переводит фазу фвх (к) и преобразованную огибающую смеси

Е [Авх (к)] в квадратурные составляющие х* и у*. Преобразователь 4 используется при

необходимости восстановления преобразованного сигнала на несущей частоте.

Рассмотрим приемник импульсной РЛС, в котором обработка сигнала проводится по схеме на рис. 3. Селектор дальности СД выделяет участок дальности, на котором ожидается прием полезного сигнала. НКП подавляет пассивную помеху на этом участке. Согласованный фильтр СФ проводит внутрипериодную согласованную фильтрацию. Фазовые детекторы ФД переносят сигнал на видеочастоту. Опорные сигналы ФД имеют частоту, совпадающую с частотой зондирующего сигнала. Квадратурные составляющие подвергаются обработке в устройстве череспериодной компенсации ЧПК, реализующем подавление пассивных помех типовыми методами СДЦ.

Функциональная схема доплеровского фильтра (ДФ) приведена на рис. 4 (£2с -

ожидаемый доплеровский сдвиг полезного сигнала). ДФ осуществляет согласованную межпериодную обработку принятой пачки

| cos (Qcí)

HgbQ

СД

НКП

СФ

ФД

ЧПК'

Icos(mgt) jsín ( fflQt)

ФД

ЧПК'

ДФ

РУ

-sin (Qct)

г^ъщ-е-

I cos(Qct)

■+Ф

Zn

Zl

z2 + Z}

Z2 T

Z

Рис. 3

Рис. 4

x

импульсов. Интегрирование проводится на временном интервале принятой пачки. Выходным сигналом ДФ является статистика 2.

В решающем устройстве РУ (см. рис. 3) значение статистики 2 сравнивается с порогом 20, определенным исходя из принятой вероятности ложной тревоги Рл т. При превышении порога принимается решение о присутствии полезного сигнала в принятой пачке.

Эффективность применения НКП в рассмотренной схеме приемника исследовалась на модели (рис. 5) на основании характеристик обнаружения.

На вход модели поданы квадратурные составляющие принятой смеси

х (к ) = исх (к ) + иТ^ (к ) + ишх (к ); у ( к ) = ису ( к ) + ипу ( к ) + ишу (к ),

где к - номер отсчета; исх (к) и иСу (к) - квадратурные составляющие полезного сигнала;

ипхх (к) и ипу (к) - то же пассивной помехи; ишх (к) и ишу (к) - то же шума приемника.

В качестве полезного сигнала рассматривалась нефлуктуирующая пачка однотональных прямоугольных импульсов, отраженная от движущейся цели с доплеровским сдвигом частоты , а в качестве пассивной помехи - такая же пачка импульсов, имеющая небольшой доплеровский сдвиг частоты < . Сигнальная и помеховая пачки промодули-рованы по огибающей диаграммой направленности сканирующей антенны, имеющей гаус-

Рис. 5

совскую форму. Собственный шум приемной системы РЛС рассматривался как "белый" гауссовский шум (БГШ) с мощностью, заданной в полосе приемника.

Обработка входных сигналов х (к) и у (к) осуществлялась в соответствии с выбранным режимом, задаваемым коммутаторами К1 и К2 (см. рис. 5):

• без применения обработки в НКП и ЧПК;

• с обработкой только в НКП;

• с обработкой только в ЧПК;

• с комбинированной обработкой в НКП и ЧПК.

При обработке в НКП значение Ак (к) формировалось усреднением по трем импульсам: предыдущему, текущему и последующему. Каждое из устройств ЧПК моделировалось последовательной комбинацией п схем череспериодного вычитания. Значения статистики 2 формировались в серии независимых испытаний и использовались для построения характеристик обнаружения.

Моделирование проводилось средствами МаЙаЬ для следующих условий: интервал временной дискретизации 0.1 мкс; длительность импульсов ти = 4 мкс; период повторения

импульсов Тп = 40 мкс; количество импульсов в пачке (на уровне 0.7 огибающей пачки) N = 100; доплеровский сдвиг частоты цели = 3...9 кГц; доплеровский сдвиг частоты пассивной помехи = 500 Гц; отношение мощностей пассивной помехи и собственных шумов приемника импульсной РЛС 40.. .80 дБ; кратность устройства ЧПК п = 1, 2, 3.

Результаты моделирования приведены на рис. 6 и 7. На рис. 6 показаны нормированные к своим максимальным значениям амплитудные спектры сигналов на входе ДФ для разных алгоритмов обработки сигнала. При обработке с ЧПК подавление пассивной помехи осуществлялось только типовой процедурой ЧПК кратности п. При обработке с НКП подавление пассивной помехи проводилось только нелинейным компенсатором. Комбинированная обработка использовала одновременно нелинейный алгоритм подавления и типовую п-кратную процедуру ЧПК. Результаты приведены для следующих условий: отношение мощностей пассивной помехи и собственных шумов приемника составляет 40 дБ (рис. 6, а) и 60 дБ (рис. 6, б); отношение мощностей пассивной помехи и сигнала составляет 40 дБ; доплеровский сдвиг частоты полезного сигнала составляет 9 кГц (рис. 6, а) и 3 кГц (рис. 6, б).

Характеристики обнаружения Робн (¥) (Т - отношение мощности сигнала к суммарной мощности помехи и шума) при вероятности ложной тревоги Рлт = 0.01 приведены на

рис. 7. Представленные результаты соответствуют следующим условиям: отношение мощностей пассивной помехи и шума приемника составляет 60 дБ (рис. 7, а) и 80 дБ (рис. 7, б); доплеровский сдвиг частоты цели составляет 3 кГц (рис. 7, а) и 9 кГц (рис. 7, б). Зависимости получены при следующих видах обработки: без подавления помех (кривые 1), подавление помех с ЧПК при п = 1 (2) п = 3 (3), подавление помех с НКП (4). Каждая точка характеристик обнаружения получена в серии из 1000 независимых испытаний. 64

S

0.5 -

Без подавления помех

0 S

_L

3 6

Обработка с ЧПК, n = 3

0.5 -

Q, кГц 0

S

6 9 О, кГц

Обработка с ЧПК, п = 3

0.5

~ ■ - - ~ л ■ ■"— - ■

3 6

Комбинированная обработка, п = 1

ÍIwa

Q, кГц 0

S

0 S

0.5

АМ

3 6

Обработка с НКП

Q, кГц 0

S

АМ

mW\

О, кГц

О, кГц

6 9 Q, кГц

Обработка с НКП

О, кГц

Рис. 6

Полученные результаты показывают, что предложенный метод подавления пассивных помех не уступает по эффективности типовым процедурам ЧПК, а в некоторых случаях, рассмотренных в данной статье, превосходит их на 7 дБ и более. Превосходство проявляется в большей степени, если помеха имеет некомпенсированный доплеровский сдвиг частоты.

Преимуществом предлагаемого метода подавления пассивных помех перед типовыми процедурами ЧПК является также применение его в приемоусилительном тракте до согласованной фильтрации. При этом происходит сжатие динамического диапазона принятого сигнала до внутри- и межпериодной обработок, что, во-первых, устраняет возможность ог-

^обн 0.75 0.5 0.25

^обн 0.75 0.5 0.25 0

\

- 60 - 50

Ч, ДБ

- 100

- 60 б

- 40 дБ

Рис. 7

9

9

0

3

9

1

а

Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2008. Вып. 4======================================

раничения сигнала в усилительном тракте и связанных с этим потерь эффективности СДЦ, и, во-вторых, уменьшает загрузку вычислительных устройств помеховыми сигналами.

Эффективность предлагаемого метода подавления помех будет наибольшей для наземных стационарно расположенных РЛС. В таких случаях эффективность подавления отражений от местных предметов можно повысить, применяя в качестве компенсирующего сигнала AK (k) для каждого элемента разрешения по дальности и углу усредненные

значения огибающей принятого сигнала, сформированные за несколько периодов обзора и полученные заранее в виде карты помех.

Библиографический список

1. Бакулев П. А., Степин В. М. Методы и устройства селекции движущихся целей. М.: Радио и связь, 1986. 286 с.

2. Справочник по радиолокации / Пер. с англ.: В 4 т. / Под общей ред. К. Н. Трофимова. Т. 3. Радиолокационные устройства и системы / Под ред. А. С. Винницкого. М.: Сов. радио, 1978. 528 с.

3. Валеев В. Г. Оптимизация радиолокационных устройств СДЦ при негауссовских сигналах неподвижных целей // Радиотехника и электроника. 1984. Т. 29, № 4. 691 с.

4. Валеев В. Г. Обнаружение сигналов в негауссовских помехах // Теория обнаружения сигналов / Под ред. П. А. Бакута. М.: Радио и связь, 1984. С. 266-325.

M. Yu. Aryantsev, V. G. Valeev Ural state technical university - UPI

Nonlinear compensator application efficiency for passive interference suppression in pulse radar

Passive interference suppression method in pulse radar differing from conventional procedures of moving targets selection is offered. Method is realized by special nonlinear received signal processing application before match filtration. Comparison of such processing with conventional procedures of moving targets tracking is given by detection characteristics. Advantage of offered suppression method in case of interference with envelope according to Risen distribution is shown.

Nonlinear signal processing, interference compensation, detection, moving targets selection Статья поступила в редакцию 23 июня 2008 г.