Экспресс-анализатор широкополосных частотно-модулированных сигналов Текст научной статьи по специальности «Электротехника, электронная техника, информационные технологии»

УДК 621. 317.776 (075)

А.П. Дятлов, П.А. Дятлов, К.А. Мамонтов

ЭКСПРЕСС-АНАЛИЗАТОР ШИРОКОПОЛОСНЫХ ЧАСТОТНО-МОДУЛИРОВАННЫХ СИГНАЛОВ

Одной из актуальных задач радиомониторинга (РМ) является обнаружение (О) и экспресс-анализ (ЭА) сложных сигналов, к числу которых относятся широкополосные частотно-модулированные сигналы (ЧМС) [1].

Использование для РМ ЧМС спектральных методов при большой априорной неопределенности о средней частоте и ширине спектра сигнала при наличии ограничений на время анализа имеет такой существенный недостаток, как сложность аппаратурной реализации из-за необходимости использования большого количества параллельных каналов [2]. С целью устранения указанного недостатка можно использовать корреляционные методы. В данной работе исследуются принципы построения автокорреляционного ЭА, обеспечивающего РМ широкополосных ЧМС. При проведении РМ широкое применение получили многофункциональные автокорреляционные устройства с квадратурной обработкой [3], на основе которых можно реализовать ЭА параметров широкополосных ЧМС.

Структура исследуемого ЭА приведена на рис. 1, где А - антенна; ЛТП -линейный тракт приемника; П - перемножитель; ЛЗ - линия задержки; Фвр -фазовращатель на 900; ФНЧ - фильтр нижних частот; ПФ - полосовой фильтр; Кв - квадратор; Сум - сумматор; ИК - устройство извлечения квадратного корня; ПУ - пороговое устройство; РУ - решающее устройство; Дел -делитель; ФП - функциональный преобразователь; Упр - управитель; Г -гетеродин; См - смеситель; ПСА - параллельный спектроанализатор.

В общем случае модель радиообстановки (РО) на входе ЭА уп(*) при проведении РМ является многокомпонентной:

пр

Уп О) = s(t, 1,а) + Х р (?,а) + П0(*) при * 0 - * - * 0 + Та ,

I=1

где ^(*, I, а) -квазидетерминированный ЧМС; Pi (*,а1)- /-квазидетерминированная коррелированная помеха; пр - количество помех; п0(*) - гауссовая стационарная помеха; *0, Та - момент начала и длительность сеанса РМ.

ПСА

См

Та

ру.,

Упр

ФП

Дел

ЛТП ЛЗ

Фвр П

ФНЧ„

ФНЧ„

Кв

Сум1

Кв

ПФ

ПФ

Кв ФНЧ2 і

Сум2

Кв ФНЧ2 1

Рис. 1

РУ

ИК

ПУ

Т"

Полагаем, что в результате использования пространственной и частотной селекции в ЭА на выходе ЛТП модель РО у2(і) становится двухкомпонентной:

у2(0 = $(ї, І,а) + п(і) при іі < і < і0 + Таі;

s(t,І,а) = ит!, сов(а і + Оі); ав = 2П; 0 = 2п¥; в = Аа >>і’

Аас = 2пА/й; а =а -аг; Яп (т) = аі віп с(ж^пт)со$апт;

-2,5АЛ; А/п >> АЛ; Р >>1; а є [ап- пАЛ; а + пАЛ], где итз, т3, О, в - амплитуда, средняя частота, модулирующая частота, индекс модуляции ЧМС; ш0 - частота ЧМС на входе ЭА; аг - частота гетеродина; А/с -девиация частоты; Яп(т) - автокорреляционная функция гауссовой

стационарной помехи на выходе ЛТП; ап2, шп, А/п - дисперсия, средняя частота, ширина спектра помехи п(і), ^, Та1 - момент начала и длительность сеанса анализа параметров ЧМС.

РМ в ЭА осуществляется в несколько этапов: 1) обнаружение ЧМС, оценивание его девиации А/с и ширины спектра А/х; 2) оценивание средней частоты ЧМС ; 3) оценивание модулирующей частоты ЧМС ¥ в ПСА, использующем целеуказания о средней частоте }!..

Р

Г

П

н

Принцип действия ЭА поясним следующим образом. ЧМС поступает с

ЛТП на вход автокорреляционного устройства с квадратурной обработкой

(АУКО). Отличительные особенности АУКО в данном случае состоят в том,

что в нем используется фиксированная линия задержки и наряду с ФНЧ1 в

квадратурных каналах используются ПФ, предназначенные для выделения

выходных эффектов, обусловленных гармониками модулирующей частоты

ЧМС F. На выходе ФНЧ1 квадратурных каналов АУКО имеем

K U2 K U2

и3(t) = п2 ms • sin[ + рэ • sin(Qf + (pn)]; U4 (t) = п2 m • cos[ + вэ • sin(Qt + (pn)];

вэ = 2вsin[^Fr]; pQ = arctg S‘n QT ,

1 - cos Qr

где Кп - коэффициент передачи П размерностью 1/В; т - временной сдвиг, вносимый ЛЗ; вэ - эквивалентный индекс модуляции, соответствующий эффектам на выходе квадратурных каналов; фп - фазовый сдвиг модулирующей частоты.

С учетом спектрального разложения ЧМС [2] напряжения U3(t) и U4(t) могут быть преобразованы к следующему виду:

к и2

U 3(t) = U m3 [sin®T- COs Ap(t) + cos®T sin AP(t)] um3 = U m 4 = ';

и4 (t) = Um4 [cos ад- cos Ap(t) - sin а т • sin Ap(t)];

ад

cos Ap(t) = J0[вэ ] + 2^ J2„ [вэ ] • cos 2n[Qt + pn ];

n=1

ад

sin Ap(t) = 2 £ J (2 n-!) [вэ ] • sin( 2 П - 1)[ Q 1 + Pq ] ,

n = 1

где J0(x), J(2n-i)(x), J2n(x) - функции Бесселя нулевого, нечетного и четного порядков.

После фильтрации составляющих напряжений U3(t) и U4(t) от гармоник модулирующей частоты ЧМС, т.е. когда fe1 << F, где fe1 - верхняя граничная частота ФНЧ1, имеем

U 3(t) = U m3 • rs Т] • sinaT; U 4(t) = U m 4 • Г Т] • cosasT Г Т] = J 0[вэ ],

где г[т] - коэффициент автокорреляции ЧМС при аргументе т. После квадратурной обработки напряжений U3(t) и U4(t) на выходе ИК имеем

U5(t) = Um5 Jо(вэ ).

При сравнении напряжения U5(t) с порогом осуществляется обнаружение ЧМС при вэ < 2: Hs : U5 (t) > Uпор при tl < t < tl + Ta1, где Hs - гипотеза о наличии

ЧМС; Unop - порог.

На выходе ПФ квадратурных каналов АУКО выделяются эффекты с гармониками модулирующей частоты F:

ад

U6(t) = 2 • Um6 Z Jn [вэ (t)] • sin • Sin[„ • [(П + Pn )] ; Um6 = Um7 ';

„=1

ад

U7 (t) = 2 • Um6 Z Jn[e (t)] • cos asx • sin[n •[(nt + Pn)].

n=1

После квадратурной обработки напряжений на выходе ПФ с выхода Сум2

ад

снимается напряжение u8(t) = 2 • Um6 • Z J„2(e).

n=1

В РУ1 осуществляется оценивание девиации A/d на основе реализации алгоритма Upyi = 5/?э-A/d = 2Т; в = ^jJ02(вэ)-2jr./,2(Д,УjJ^) + 2jZ/^) ,

где Upyj - напряжение на выходе РУ1; 5 - крутизна дискриминационной характеристики РУ1.

ад

Поскольку J02(e) + 2ZJ2„(.P3) = 1 при произвольных значениях вэ, то это

n=1

обстоятельство позволяет осуществлять нормировку выходного эффекта и обеспечивать инвариантность оценки Afd к изменению амплитуды входного сигнала. График зависимости Upyi = F(PS) при вэ е [0,5; 2] приведен на рис.2.

Upy, (В)

вэ, (дБ)

Рис. 2

При выборе полосы пропускания ПФ следует учитывать, что при вэ < 2 можно ограничиться учетом первой и второй гармоник модулирующей частоты. При этом, если исследуемые ЧМС имеют модулирующие частоты в интервале от ¥н до ¥в, то граничные частоты ПФ /н, /в) можно выбрать, исходя из условий / < ¥н; / = 2¥в.

Поскольку для ЧМС при вэ >> 1 имеем А/ ~ 2,5А/а [2], то по оценке Л/ может быть определена ширина спектра Л/. Параллельно с оцениванием девиации на выходе ФП формируется оценка средней частоты ЧМС / в

соответствии с алгоритмом [3] / =_Л_аг^ и3(?).

* 2пт и 4^)

Полученная оценка средней частоты ЧМС / используется для подстройки частоты Г, что позволяет уменьшить диапазон спектрального анализа А/а ПСА при оценивании модулирующей частоты ¥. В РУ2 осуществляется оценивание ¥ на основе реализации алгоритма [4] ¥ = (тг - т )Л/к; т = л/±.; Л/к < ¥н,

; к л/к

где А/к - полоса пропускания канала ПСА; тк - количество каналов в ПСА; тг.,

т}. - оценки номеров каналов ПСА, в которых обнаружены спектральные

составляющие ЧМС. Анализ погрешности оценивания параметров ЧМС при использовании данного ЭА является предметом дальнейших исследований.

Полученные результаты могут найти применение при построении комплексов РМ и информационно-измерительных систем.

1. Виницкий А.С. Модулированные фильтры и следящий прием ЧМ сигналов. М.: Сов. Радио, 1969, 548 с.

2. Павленко Ю.Ф., Шпаньон П.А. Измерение параметров частотно-модулированных колебаний. М.: Радио и связь, 1986, 208 с.

3. Дятлов А.П., Дятлов П.А., Кульбикаян Б.Х. Многофункциональное автокорреляционное устройство с квадратурной обработкой информации. М.: Радиосистемы, в. 62, 2002, с. 3 - 9.

4. Мартынов В.А., Селихов Ю.И. Панорамные приемники и анализаторы спектра. М.: Сов. Радио, 1980, 352 с.