Экспресс-анализатор широкополосных частотномодулированных сигналов Текст научной статьи по специальности «Электротехника, электронная техника, информационные технологии»

Секция радиотехнических и телекоммуникационных

систем

УДК 621. 317.776 (075)

АЛ. Дятлов, П.А. Дятлов, К.А. Мамонтов

ЭКСПРЕСС-АНАЛИЗАТОР ШИРОКОПОЛОСНЫХ ЧАСТОТНО-МОДУЛИРОВАННЫХ СИГНАЛОВ

Одной из актуальных задач радиомониторинга (РМ) является обнаружение (О) и экспресс-анализ (ЭА) сложных сигналов, к числу которых относятся широкополосные частотно-модулированные сигналы (ЧМС) [1].

Использование для РМ ЧМС спектральных методов при большой априорной неопределенности о средней частоте и ширине спектра сигнала при наличии ограничений на время анализа имеет такой существенный недостаток, как сложность аппаратурной реализации из-за необходимости использования большого количества параллельных каналов [2]. С целью устранения указанного недостатка можно использовать корреляционные методы. В данной работе исследуются принципы построения автокорреляционного ЭА, обеспечивающего РМ широкополосных .

[3],

можно реализовать ЭА параметров широкополосных ЧМС.

Структура исследуемого ЭА приведена на рис. 1, где А - антенна; ЛТП - линейный тракт приемника; П - перемножитель; ЛЗ - линия задержки; Фвр - фазовращатель на 900; ФНЧ - фильтр нижних частот; ПФ - полосовой фильтр; Кв -квадратор; Сум - сумматор; ИК - устройство извлечения квадратного корня; ПУ -пороговое устройство; РУ - решающее устройство; Дел - делитель; ФП - функциональный преобразователь; Упр - управитель; Г - гетеродин; См - смеситель; - .

В общем случае модель радиообстановки (РО) на входе ЭА yn(t) при проведении РМ является многокомпонентной:

np

yn(t) = s(t,l,a) + £p(t,a) + no(t) при t0 < t < t0 + Ta,

i=1

где s(t, l,a) - квазидетерминированный ЧМС;

Pi (t, aj) - i-кв^идетерминированная коррелированная помеха;

np - ;

n0(t) - гауссовая стационарная помеха;

t0, Ta - момент начала и длительность сеанса РМ.

Рис.1

Полагаем, что в результате использования пространственной и частотной селекции в ЭА на выходе ЛТП модель РО y2(t) становится двухкомпонентной:

y2(t) = s(t,l,а) + n(t) при t1 < t <10 + TaX-, s(t, l, a) = Ums cos(cst + в sin Qt); cs = 2nfs; Q = 2nF; Ac

P = >> 1; Acd = 2nAfd ;

c

Q

c0 - С,;

Rn (т) = Gn sin c(nAfnT) cos COnT ; А/ - 2,5A/d; A/n >> А/; £ >> 1; щ е[щ-лА/я ;щ + nAfn ],

где i/^, ffls, Q, P - амплитуда, средняя частота, модулирующая частота, индекс модуляции ЧМС; со0 - частота ЧМС на входе ЭА; сог - частота гетеродина; Afd - девиация частоты; Rn(j) - автокорреляционная функция гауссовой стационарной помехи на выходе ЛТП; an2, con, Afn - дисперсия, средняя частота, ширина спектра помехи; n(t), t1, Ta1 - момент начала и длительность сеанса анализа параметров ЧМС.

РМ в ЭА осуществляется в несколько этапов: 1) обнаружение ЧМС, оценивание его девиации Afd и ширины спектра Afs; 2) оценивание средней частоты

ЧМС fs; 3) оценивание модулирующей частоты ЧМС F в ПСА, использующем

целеуказания о средней частоте / .

Принцип действия ЭА поясним следующим образом. ЧМС поступает с ЛТП на вход автокорреляционного устройства с квадратурной обработкой (АУКО). Отличительные особенности АУКО в данном случае состоят в том, что в нем используется фиксированная линия задержки и наряду с ФНЧ1 в квадратурных каналах , , -

F. 1 -

ных каналов АУКО имеем

K U2

U3 (t) = п ms ■ sin[(sT + в ■ sin(Qt + (Q )];

к и2

U4 (t) = ■ +в ■ sin(Qt + ()];

в = 2вsin[nFr]; (pa = arctg- Sin QT

1 - cosD.T

где Кп - коэффициент передачи П размерностью 1/В; т - временной сдвиг, вноси; - ,

выходе квадратурных каналов; срп - фазовый сдвиг модулирующей частоты.

С учетом спектрального разложения ЧМС [2] напряжения U3(t) и U4(t) могут быть преобразованы к следующему виду:

U3 (t) = Um3 [sin (osT ■ c°s A((t) + cos (O T ■ sin A((t)];

KnU2

m3 l

i2 ms

U m3 Um4 ' 2 '

U4 (t) = Um4 [cos ()sr ■ cos A((t) - sin í(T ■ sin A(t)]; cos A((t) = J0 [в ] + 2¿ J2„ [в ] ■ cos 2n[Qt + ( ];

И=1

sin A((t) = 2£ J(2я-1)[в] ■ sin( 2n - 1)[Qt + (],

n = 1

где Jo(x), J(2n-i)(x), J2n(x) - функции Бесселя нулевого, нечетного и четного порядков.

После фильтрации составляющих напряжений U3(t) и U4(t) от гармоник модулирующей частоты ЧМС, т.е. когда fe1 << F, где fe1 - верхняя граничная частота ФНЧЬ имеем

U3(t) = Um3 ■ rs[T] ■ smOT; U4 (t) = Um4 ^ rs [T] ^ cos(sT;

rs [T] = J о[в ],

где r/т] - коэффициент автокорреляции ЧМС при аргументе т. После квадратурной обработки напряжений U3(t) и U4(t) на выходе ИК имеем

U5(t) = Um5 Jо(в ).

При сравнении напряжения U5(t) с порогом осуществляется обнаружение ЧМС при в < 2: Я, : U5 (t) > Unop при t1 < t < t1 + Ta1, где Я, - гипотеза о

наличии ЧМС; Ump - порог.

На выходе ПФ квадратурных каналов АУКО выделяются эффекты с гармо-

F:

U6(t) = 2 ■ Um6 ¿ Jn [в (t)] ■ sinOsT^ sin[n ■ [(Qt + (q )]; u n6 = u nl;

n=1

Ui (t) = 2 ■ Um6 ¿ Jn [в (t)] ■ cos OT ■ sin[n ■ [(Qt + (q )].

n í

n=1

После квадратурной обработки напряжений на выходе ПФ с выхода Сум2 снимается напряжение и8 (I) = 2 • ит6 • ^ 32п (в) •

В РУ1 осуществляется оценивание девиации на основе реализации алго-

ритма

ирУ1 = Бв =

2пт

в = ^2(в)-2^л2(в)/ дМо2(в) + 2£зкв),

V п=1 / V п=1

где иРУ1 - напряжение на выходе РУ1; Б - крутизна дискриминационной характеристики РУЬ

Поскольку ^02(в) + 2^ ) = 1 ПРИ ПР0ИЗВ0ЛЬНЫХ значениях рэ, то это

п=1

обстоятельство позволяет осуществлять нормировку выходного эффекта и обеспечивать инвариантность оценки А/^ к изменению амплитуды входного сигнала. График зависимости иРУ1 = Рф) при в е [0,5; 2] приведен на рис.2.

0,8

0,4

0,2 \

-3 -2 -1 0 \ 1 2 3

-0,2

-0,4 \

-0,6 \

-0,3

-1

Р, (дБ)

Рис.2

При выборе полосы пропускания ПФ следует учитывать, что при в — 2

можно ограничиться учетом первой и второй гармоник модулирующей частоты. При этом если исследуемые ЧМС имеют модулирующие частоты в интервале от р до р, то граничные частоты ПФ (/„, можно выбрать, исходя из условий

/ — Р ; / = 2 Р .

^н н • ¿в в

Поскольку для ЧМС при в >> 1 имеем А/ ~ 2,5А/Л [2], то по оценке А/[л может быть определена ширина спектра . Параллельно с оцениванием девиации на выходе ФП формируется оценка средней частоты ЧМС fs в соответствии с алгоритмом [3]

п=1

} 1 , ^(0

Л =-аг^е--

' 2пт и 4(?)

Полученная оценка средней частоты ЧМС /' используется для подстройки

частоты Г, что позволяет уменьшить диапазон спектрального анализа А/а ПСА при

оценивании модулирующей частоты Т . В РУ2 осуществляется оценивание Т на основе реализации алгоритма [4]

Т = (т -т;)д/й.; т =Л; АЛ < Т ,

; АЛ

где 4Л - полоса пропускания канала ПСА; тк - количество каналов в ПСА; mi, тj - оценки номеров каналов ПСА, в которых обнаружены спектральные составляющие ЧМС. Анализ погрешности оценивания параметров ЧМС при использовании данного ЭА является предметом дальнейших исследований.

Полученные результаты могут найти применение при построении комплексов РМ и информационно-измерительных систем.

БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК

1. Виницкий А.С. Модулированные фильтры и следящий прием ЧМ-сигналов. - М.: Сов. радио, 1969. - 548 с.

2. Павпен ко Ю.Ф.,Шпаньон ПА. Измерение пара метров частотно-модулированных колебаний. - М.: Радио и связь,.1986. - 208 с.

3. Дятпов А.П.,Дятлов П.А.,Купьбикаян Б.Х. Многофункциональное автокорреляционное устройство с квадратурной обработкой информации. - М.: Радиосистемы. 2002. - С.3-9.

4. Мартын ов В.А.,Селихов Ю.К Панорамные приемник и и анализаторы спектра. - М.:

. , 1980. - 352 .

УДК 621.391

В.А. Алехин АМПЛИТУДНО-ФАЗОВАЯ СИСТЕМА СДЦ

Основу всех систем селекции сигналов движущихся целей (СДЦ) составляют гребенчато-режекторные дискретные фильтры, построенные на основе рекуррентных или нерекуррентных процедур дискретной фильтрации, включая алгоритм

( ).

Описанные в литературных источниках цифровые фильтры СДЦ характеризуются значительной сложностью алгоритмов обработки принимаемого сигнала, ограничивающей их применение в режиме "скользящего окна анализа" и требованием высокого быстродействия арифметических устройств, реализующих эти ал.

Упрощение алгоритма работы системы СДЦ может быть достигнуто при одновременном использовании информации фазового и амплитудного каналов им-пульсно-доплеровской РЛС. Алгоритм такого использования основан на различном характере процессов накопления импульсного сигнала в режиме "скользящего

окна" в амплитудном и фазовом каналах. В соответствии с этим алгоритмом фор: