Секция радиотехнических и телекоммуникационных
систем
УДК 621. 317.776 (075)
АЛ. Дятлов, П.А. Дятлов, КА. Мамонтов
ЭКСПРЕСС-АНАЛИЗАТОР ШИРОКОПОЛОСНЫХ ЧАСТОТНО-МОДУЛИРОВАННЫХ СИГНАЛОВ
Одной из актуальных задач радиомониторинга (РМ) является обнаружение (О) и экспресс-анализ (ЭА) сложных сигналов, к числу которых относятся широкополосные частотно-модулированные сигналы (ЧМС) [1].
Использование для РМ ЧМС спектральных методов при большой априорной неопределенности о средней частоте и ширине спектра сигнала при наличии ограничений на время анализа имеет такой существенный недостаток, как сложность аппаратурной реализации из-за необходимости использования большого количества параллельных каналов [2]. С целью устранения указанного недостатка можно использовать корреляционные методы. В данной работе исследуются принципы построения автокорреляционного ЭА, обеспечивающего РМ широкополосных .
[3],
можно реализовать ЭА параметров широкополосных ЧМС.
Структура исследуемого ЭА приведена на рис. 1, где А - антенна; ЛТП - линейный тракт приемника; П - перемножитель; ЛЗ - линия задержки; Фвр - фазовращатель на 900; ФНЧ - фильтр нижних частот; ПФ - полосовой фильтр; Кв -квадратор; Сум - сумматор; ИК - устройство извлечения квадратного корня; ПУ -пороговое устройство; РУ - решающее устройство; Дел - делитель; ФП - функциональный преобразователь; Упр - управитель; Г - гетеродин; См - смеситель; - .
В общем случае модель радиообстановки (РО) на входе ЭА у„@) при проведении РМ является многокомпонентной:
где s(t, I ,а) - квазидетерминированный ЧМС;
Р/ ((, а ) - /'-кв^идетерминированная коррелированная помеха;
пр - количество помех;
п() - гауссовая стационарная помеха;
(о, Та - момент начала и длительность сеанса РМ.
Рис.1
Полагаем, что в результате использования пространственной и частотной селекции в ЭА на выходе ЛТП модель РО y2(t) становится двухкомпонентной:
y2{t) = I,а + n(t) при tx < t < t о + Tai ;
s(t, l, a) = Ums cos(ost + в sin Qt); (os = 2nfs; Q = 2nF;
в = -тт>>i; AO = 2nfd;
Q
(O0 - O?;
Rn(t) = ^ sin с(лА/„т) cos (°nT;
4/ -2,54/; ¥n >> 4fs; P>>i; O e k, -Wn;o + Wn]
где Ums, cos, Q, P - амплитуда, средняя частота, модулирующая частота, индекс модуляции ЧМС; со0 - частота ЧМС на входе ЭА; шг - частота гетеродина; Afd - девиация частоты; Кп(т) - автокорреляционная функция гауссовой стационарной помехи на выходе ЛТП; an2, con, Afn - дисперсия, средняя частота, ширина спектра помехи; n(t), tj, Taj - момент начала и длительность сеанса анализа параметров ЧМС.
РМ в ЭА осуществляется в несколько этапов: 1) обнаружение ЧМС, оценивание его девиации Afd и ширины спектра Afs; 2) оценивание средней частоты
ЧМС fs; 3) оценивание модулирующей частоты ЧМС F в ПСА, использующем
целеуказания о средней частоте fs.
Принцип действия ЭА поясним следующим образом. ЧМС поступает с ЛТП на вход автокорреляционного устройства с квадратурной обработкой (АУКО). Отличительные особенности АУКО в данном случае состоят в том, что в нем используется фиксированная линия задержки и наряду с ФНЧ1 в квадратурных каналах , , -ленных гармониками модулирующей частоты ЧМС F. На выходе ФНЧ1 квадратурных каналов АУКО имеем
K U2
U3 (t) = —п ms ■ sin[os-r + в ' sin(Qt + pn)];
K и2
и4 (t) = ■ cos\(OT+в ■ sin(Qt + ра)];
в = 2вsin[^Fт]; pn = arctg- SÍn Пт
1 - cos От
где Кп - коэффициент передачи П размерностью 1/В; т - временной сдвиг, вносимый ЛЗ; рэ - эквивалентный индекс модуляции, соответствующий эффектам на выходе квадратурных каналов; срп - фазовый сдвиг модулирующей частоты.
С учетом спектрального разложения ЧМС [2] напряжения U3(t) и U4(t) могут быть преобразованы к следующему виду:
U3 (t) = Um3 [sin oj- cos Ap(t) + cos от ■ sin A p(t)];
KM 2
m3 і
г2
П ms
U m3 Um4 2 '
U4(t) = Um4 [cos од- c°s Ap(t) - sin O)sr- sin Ap(t)];
cos Ap(t) = Jов ] + J2n [в ] • cos 2n[Qt + (pn ];
n=1
sin Ap(t) = 2¿ J(2n-i)[e] • sin( 2n - 1)[Qt + pn ],
n = 1
где J0(x), J(2n-1)(x), J2n(x) - функции Бесселя нулевого, нечетного и четного порядков.
После фильтрации составляющих напряжений U3(t) и U4(t) от гармоник модулирующей частоты ЧМС, т.е. когда fe1 << F, где fe1 - верхняя граничная частота ФНЧЬ имеем
U3(t) = Um3 • rs [Т] ^ sinOT; U 4(t) = Um 4 ^ rs [T] ^ COsOT; Г [T] = J о[в ],
где r/т] - коэффициент автокорреляции ЧМС при аргументе т. После квадратурной обработки напряжений U3(t) и U4(t) на выходе ИК имеем
Us(t) = Um5 Jо (в ).
При сравнении напряжения U/t) с порогом осуществляется обнаружение
ЧМС при в < 2 : Hs : U5 (t) > Unop при t1 < t < t1 + Ta1, где Hs - гипотеза о
наличии ЧМС; Ump - порог.
На выходе ПФ квадратурных каналов АУКО выделяются эффекты с гармо-
F:
U6(t) = 2 ' Um6 Ё Jn [в (t)] ' sin OsT sin[n [(П + Pn )]; Um6 = Um7;
n=1
U7 (t) = 2 ' Um6 Z Jn [в (t)] ' COs OT ' sin[n • [(П + Pn )] •
n l
n=1
После квадратурной обработки напряжений на выходе ПФ с выхода Сум2 снимается напряжение и8 (I) = 2 • ит6 • I Л!(А )•
В РУ1 осуществляется оценивание девиации А/й на основе реализации алго-
ритма
ирУ1 = БД •/ =
■в-\
2ят
в =^2(в)-2£) Ра2(в) + 2£¿2(вэ) ,
| п=1 / V п=1
где иРУ1 - напряжение на выходе РУ1; Б - крутизна дискриминационной характеристики РУЬ
Поскольку ^02(в) + 2^ ) = 1 ПРИ ПР0ИЗВ0ЛЬНЫХ значениях рэ, то это
п=1
обстоятельство позволяет осуществлять нормировку выходного эффекта и обеспечивать инвариантность оценки А/а к изменению амплитуды входного сигнала. График зависимости иРУ1 = Рф) при Де [0,5; 2] приведен на рис.2.
(в)
0,8
0,4 \
0,2 \
-3 -2 -1 О \ 1 2 3
-0,2 \
-0,4 \
-0,6 \
-0,8
-1
Р, (дБ)
Рис.2
При выборе полосы пропускания ПФ следует учитывать, что при Д< 2
можно ограничиться учетом первой и второй гармоник модулирующей частоты. При этом если исследуемые ЧМС имеют модулирующие частоты в интервале от р до р, то граничные частоты ПФ (/„, можно выбрать, исходя из условий
/ < Р ; / = 2 Р .
«/ н и ’ ¿в в
Поскольку для ЧМС при Д >> 1 имеем А/ ~ 2,5А/а [2], то по оценке А$л может быть определена ширина спектра . Параллельно с оцениванием девиации на выходе ФП формируется оценка средней частоты ЧМС fs в соответствии с алгоритмом [3]
п=1
> 1 . иъЦ)
/ =-------аг^е-------
’ 2пт и 4(?)
Полученная оценка средней частоты ЧМС / используется для подстройки , / оценивании модулирующей частоты Р . В РУ2 осуществляется оценивание Р на
[4]
р = (тг - т )А/Й.; т =тт ; А/ < р ,
' А/
где А/к - полоса пропускания канала ПСА; тк - количество каналов в ПСА; П1{, т . - оценки номеров каналов ПСА, в которых обнаружены спектральные состав. -нии данного ЭА является предметом дальнейших исследований.
Полученные результаты могут найти применение при построении комплексов РМ и информационно-измерительных систем.
БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК
1. Виницкий А.С. Модулированные фильтры и следящий прием ЧМ-сигналов. - М.: Сов. радио, 1969. - 548 с.
2. Павл енко Ю.Ф., Шпаньон ПА. Измерение пара метров частотно-модулированных колебаний. - М.: Радио и связь,.1986. - 208 с.
3. Дятлов А.П., Дятлов ПА., Кульбикаян Б.Х. Многофункциональное автокорреляционное устройство с квадратурной обработкой информации. - М.: Радиосистемы. 2002. - С.3-9.
4. . ., . . . - .:
. , 1980. - 352 .
УДК 621.391
В.А. Алехин АМПЛИТУДНО-ФАЗОВАЯ СИСТЕМА СДЦ
Основу всех систем селекции сигналов движущихся целей (СДЦ) составляют гребенчато-режекторные дискретные фильтры, построенные на основе рекуррентных или нерекуррентных процедур дискретной фильтрации, включая алгоритм
( ).
Описанные в литературных источниках цифровые фильтры СДЦ характеризуются значительной сложностью алгоритмов обработки принимаемого сигнала, ограничивающей их применение в режиме “скользящего окна анализа” и требованием высокого быстродействия арифметических устройств, реализующих эти ал.
У прощение алгоритма работы системы СДЦ может быть достигнуто при одновременном использовании информации фазового и амплитудного каналов им-пульсно-доплеровской РЛС. Алгоритм такого использования основан на различном характере процессов накопления импульсного сигнала в режиме “скользящего окна” в амплитудном и фазовом каналах. В соответствии с этим алгоритмом формируются: квадрат суммарного сигнального вектора в фазовом канале