Влияние параметров биполярного транзистора на характеристики перестраиваемого автогенератора Текст научной статьи по специальности «Электротехника, электронная техника, информационные технологии»

Т

Проектирование и технология радиоэлектронных средств

УДК 621.373.52

М. П. Савченко

Балтийская государственная академия рыбопромыслового флота

О. В. Старовойтова

Балтийский федеральный университет им. И. Канта

Влияние параметров биполярного транзистора на характеристики перестраиваемого автогенератора

Исследовано влияние разброса .значений статического коэффициента усиления по току, сопротивления базы и паразитной индуктивности вывода эмиттера биполярного транзистора на пределы перестройки частоты, амплитуду колебаний и отношение "шум/сигнал" автогенератора. Показано, что при выборе транзисторов для построения диапазонных малошумящих автогенераторов предпочтение следует отдавать транзисторам с меньшими сопротивлением базы и паразитной индуктивностью вывода эмиттера, обладающими необходимой граничной частотой по току и обеспечивающими более высокую граничную частоту по крутизне.

Транзисторный автогенератор, флуктуации, биполярный транзистор, отношение "шум/сигнал"

Исследование выполнено численным экспериментом на ЭВМ с использованием модели автогенератора (АГ) [1].

Эквивалентная высокочастотная схема АГ при частичном включении транзистора в контур изображена на рис. 1, где Уй - комплексная проводимость нелинейного транзисторно-емкостного активного (ТЕА) двухполюсника [2], состоящего из биполярного транзистора (БТ) и конденсаторов обратной связи между коллектором и эмиттером и между эмиттером и базой; /а ш - приведенный к зажимам "коллектор (точка 1) - база (точка 2)" эквивалентный источник шума ТЕА [3].

Полная колебательная система (ПКС) включает в себя высокодобротный параллельный контур, образованный индуктивностью Ь и перестраиваемой емкостью Су, и паразитные параметры: сопротивление потерь в контуре Яд, паразитную емкость Сп, разделительную емкость Ср и емкость Сс, включающую в себя пассивную составляющую ем-

и

С,

пр

С Ь

4ср

ПКС

Сс

© Савченко М. П., Старовойтова О. В., 2012

-О-

и

-о-

/а (и)

ТЕА

'а ш

^ К, и)

83

к с ш

п

к ш

кости коллектора Ск п и последовательно соединенные емкости обратной связи между коллектором и эмиттером и между эмиттером и базой БТ. Шумы ПУС учитываются эквивалентным источником шумового тока 1к ш, этот ток, пересчитанный к точкам 1-2 соединения БТ и ПКС, обозначен как Iк с ш. Сопротивление потерь определяется как Rq = pQR, где р = шдL (шд = 1/л]~^сЛолн - собственная частота ПКС; Сполн - полная емкость ПКС); Qr - добротность ПКС. Проводимость ПКС в точках 1-2 вблизи резонансной частоты шд обозначена как 7к (/Лш).

В модели АГ используется кусочно-линейная аппроксимация ВАХ транзистора. При гармоническом анализе токов и напряжений коэффициенты аппроксимации являются функциями угла отсечки 0. Поскольку угол отсечки и амплитуда воздействующего напряжения связаны однозначно, можно перейти от зависимости Уа от собственной частоты шд

и от воздействующего напряжения U : Ya (шд,и) к зависимости от указанной частоты и

угла отсечки 9 : Уа (шд, 0) с учетом зависимости U(9).

Шумовые токи представлены суммой составляющих, синфазных с первой гармоникой тока активного элемента 1ад в стационарном режиме (отмечены индексами мц..) и квадратурна к ней (индексы »!»): 1а ш = (1аи + /1а±) exP (/фа0 ); 4 с ш = (1к с|| + jIкс±) exP (/фа0 ), причем 1а|, 1а i, 1к с| и 1к с1 являются стационарными случайными процессами с спектральными плотностями £а||, Sa 1, и S^i соответственно; фад - фаза тока 1ад.

Комплексные проводимости также представлены в виде суммы вещественной и мнимой составляющих [1]: 7п (/Лш) = Оп (Лш) + /Вп (Лш); Уа (ш0, 9) = Оа (ш0, 9) + /Ва (ш0, 9).

Стационарный режим колебаний в АГ существует при выполнении баланса амплитуд и фаз, когда вещественные и мнимые составляющие ТЕА и ПКС компенсируют друг друга:

Оп (Лш) + Оа = о; Вп (Лш) + Ва = О. (1)

Исследование проводилось методом годографов, в котором на комплексной плоскости строились линии Уа (шд, 9) и -Тп (/Лш). Точка пересечения годографов, в которой

-GH = Gа; -Вп = Ва и есть решение уравнений (1).

Энергетические спектры относительных амплитудных Sm (Q) и фазовых 5ф(0) флуктуаций напряжения АГ определяются соотношениями [1]:

Sm(П = D|| (Sa| + SK ф) + D± (Sa± + SK )-2Dt±S4t±; (2)

^ф(о) =

Нц/ (n2TQ)] (SaU + Sк ф)+ H±/(n2TQ)] + Sк ^)

2H|u/(q2Tq2 )

5а||д, (3)

где О - смещение частоты анализа флуктуаций относительно частоты колебаний; 5к с||| = 5к с||/ 1а0 ; 5к = /а0 ; 5а|| ^ - взаимный спектр относительных синфаз-

ной и квадратурной составляющих приведенного шумового тока ТЕА-двухполюсника; Тд = 2Qк|Шд - постоянная времени ПКС; коэффициенты , £>ц ^ учитывают вклад

в спектр относительных амплитудных флуктуаций спектров относительных флуктуаций синфазной и квадратурной составляющих и взаимного спектра относительных флуктуаций соответственно; коэффициенты Иц, И^, Иц учитывают аналогичные вклады в

спектр относительного фазовых флуктуаций. Указанные коэффициенты определены в [1]. Отношение "шум/сигнал" (ш/с) у при отстройках О от Шд, существенно меньших

полосы пропускания контура, когда £т Ш) ^ ЗфШ^), определяется выражением [4]:

Таблица 1

Параметр Транзистор

2Т371А 2Т640А-2

в0 min тип. max тип.

30 80 240 90

/т, ГГц 4.2 3

Ск, пФ 0.72 0.9

Тк, пс 7.6 0.6

KC = Ск п/Ск а 1 2

Ьэ, нГн 6.0 0.5

^ 0.5£ф(П).

Влияние разброса значений коэффициента усиления по току Pq. В табл. 1 приведены параметры некоторых СВЧ-тран-зисторов. Здесь обозначено: /т - граничная

частота; Ск - емкость коллектора; тк - постоянная времени коллектора; Ск а - активный компонент емкости коллектора Ск. Из табл. 1 в частности следует, что коэффициенты усиления по току во могут иметь существенный разброс, поэтому необходимо выявить влияние данного параметра на условия генерации.

На рис. 2 представлены графические решения уравнений АГ на транзисторе 2Т371А при токе эмиттера 1эо = 7 мА для во = 40, 80 и 160. Сплошной линией построен годограф ПКС, общий для всех случаев, поскольку Р0 не влияет на колебательную систему. Штриховыми линиями даны годографы ТЕА-двухполюсника. Стрелка на годографе ПКС указывает направление роста частоты ш = Ш0 + Аш, а стрелка у годографов ТЕА - движение

по годографам с ростом амплитуды U. Маркеры на годографах указывают углы отсечки 0. Годографы ТЕА начинаются в точке с U = 0, т. е. 9 = 180° и при уменьшении угла отсеч-

Таблица 2

Параметр в0

40 80 160

Значение

90, ... ° 79.163 78.860 78.710

Y, ...° 77.468 75.770 74.920

А/0, кГц -182.611 -182.611 -187.879

U эф , В 1.441 1.441 1.445

V, дБ -149.032 -149.032 -149.034

/кол, МГц 118.105 118.105 118.099

- В, В ,

мСим

-2.5

-7.5

-12.5

90° ^ ^!

74 ч

lAv Р0 = 40 100

120' V 160

75°

180°

-10

-7.5

-5 -2.50 -Gn, аа,

мСим

Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2012. Вып. 1======================================

ки стремятся в начало координат, что соответствует увеличению амплитуды. Из рис. 2 следует, что при 9 < 90° годографы ТЕА двухполюсника практически сливаются. В точках пересечения годографов угол у, отсчитываемый по часовой стрелке от вектора и, касательного к годографу ТЕА, до вектора ю, касательного к годографу ПКС, удовлетворяет условиям устойчивости стационарного режима [1]:

0° < у < 180°; д(-вй)/ди < 0; д(-Вп)/дш < 0. (4)

Точки стационарного режима для всех значений Р0 практически совпадают, следовательно, параметры АГ должны быть близкими. Это подтверждается результатами расчета, приведенными в табл. 2, где 90 - значение угла отсечки в стационарном режиме; А/0 = Аш/2п - поправка на частоту колебаний в стационарном режиме; иэф - эффективное значение амплитуды колебаний между точками 1 и 2 (см. рис. 1); /кол = ш/2п - частота колебаний АГ.

Таким образом, можно считать, что разброс значений статического коэффициента усиления по току Р0 в рассмотренной схеме при выбранных режимах работы АГ слабо

влияет на амплитуду, частоту и отношение "шум/сигнал" АГ.

Влияние индуктивности вывода эмиттера. В настоящем исследовании для БТ 2Т371А значения Ьэ варьировались от 2 до 8 нГн. Остальные параметры элементов схемы и ток транзистора 1э0 = 7 мА не менялись. На рис. 3 приведены графические решения уравнений АГ на транзисторе 2Т371А при Ьэ = 2, 4, 6 и 8 нГн. Поскольку параметры ПКС не изменялись, годограф ПКС единственный. У годографов ТЕА в точках стационарного режима углы отсечки существенно различаются, следовательно, и параметры генератора в этих точках разные.

Значения основных параметров генератора приведены в табл. 3. Как из нее следует, изменение Ьэ от 2 до 8 нГн влечет за собой снижение амплитуды колебаний с 1.69 до

1.33 В, т. е. более чем на 20 %. Отношение "шум/сигнал" при этом ухудшается почти на 9дБ: с -154 до -145 дБ. Частота колебаний АГ изменяется всего лишь на 0.1 %, что позволяет считать ее постоянной. Можно заключить, что разброс значений индуктивности эмиттера транзистора существенно влияет на отношение "шум/сигнал" и на амплитуду АГ.

-Вп , В а , мСим

-1

-4

-7

-10

Ьэ = 8 нГн

' * \ /75°

50°

/ /

У / / (

( 1 Ч

■ I ОНО*

\ \9° V

-13

\90°\ 4 4

ч ^ \

_|_

180°*'* ^_

-ПКС -ТЕА

-10.75 -8.25 -5.75 -3.25 -Оп, Оа,

мСим

Таблица 3

Параметр Ьэ , нГн

2 4 6 8

Значение

9с, ... ° 64.59 72.29 78.86 84.75

У, ... ° 86.85 83.27 75.78 69.46

А/0, кГц -60.47 -129.27 -182.61 -229.56

иэф, в 1.69 1.56 1.44 1.33

V, дБ -153.88 -151.47 -149.03 -145.22

/кол, МГц 118.23 118.16 118.11 118.06

6

-Вп, В а, мСим

Ьэ = 8 нГн

-2.5

I90Y///'Su

К i>

50°

-5.5-

-8.5

-11.5

-7.7 -5.7 -3.7 Рис. 4

-1.7 -Оп, Ga, мСим

Кроме того, величина Ьэ заметно влияет на режим АГ. Из рис. 3 следует, что уменьшение Ьэ приводит к скручиванию годографов ТЕА и уменьшению модуля активной составляющей проводимости Оа. Начальная точка

годографа (9 = 180°) смещается вправо, и при некоторых значениях параметров ПКС, например при малой добротности контура и низкой частоте (когда линия ПКС сместится влево), может появиться двойное пересечение годографов (рис. 4, построенный для Q = 57, Су = 12 пФ, / = 95.25 МГц ). При этом в точке

с большим значением угла отсечки не выполняется условие (4), т. е. эта точка является неустойчивой. В данном случае в АГ будет наблюдаться жесткий режим самовозбуждения. Так, на рис. 4 при значениях Ьэ = 8 и 6 нГн режим самовозбуждения АГ мягкий, при Ьэ = 4 нГн он жесткий, а при Ьэ = 2 нГн АГ не возбуждается. Встречное движение годографов - ТЕА вправо при уменьшении Ьэ, а ПКС влево при уменьшении частоты колебаний, - может привести к тому, что в перестраиваемом АГ на транзисторе с малыми значениями Ьэ нижняя граница перестройки будет более высокой, чем в АГ на транзисторе с большим значением Ьэ, т. е. к сужению возможных пределов перестройки.

Обсуждение результатов исследования. Проведенные исследования показали, что паразитная индуктивность эмиттера существенным образом влияет на амплитуду и отношение "шум/сигнал" АГ. Выясним механизм влияния Ьэ на эти свойства.

Собственные шумы БТ в модели АГ описываются приведенным к входу транзистора полным шумовым напряжением с спектральной плотностью Su ш (Q) [2], [4]:

Su ш Ш) = Su т Ш) + Su р Ш) + Su д Ш) + Su н (Q), (5)

где Su т (Q), Su р (Q), Su д (Q), Su н (Q) - спектральные плотности теплового шума сопротивления базы, рекомбинационной составляющей, дробового и наведенного шумов соответственно. Расчет этих параметров выполняется по известным соотношениям [4]. Первое слагаемое в (5) определяется как

Su т Ш) = 4кТгб, (6)

где к - постоянная Больцмана; Т - абсолютная температура; гб - сопротивление базы биполярного транзистора:

гб=Тк/Ск а =Тк (1 + Kc )/Ск. (7)

Необходимые для расчета гб параметры приведены в табл. 1. Подставив их в (7), получим для БТ 2Т371А гб = 21.1 Ом. Это значение полагалось неизменным и по (6) давало

постоянное значение Su т = 33 -10 20 В2/Гц для Т = 300 K.

Второе слагаемое в (5) определяется выражением [4]:

£и р (П> = |_(ГО" )

где е - заряд электрона; /50 - постоянная составляющая тока базы. При /э0 = 7 мА и Р0 = 80 /до не превышал 100 мкА. Дальнейший оценочный расчет проведен для этого значения /50.

Сумма спектральных плотностей дробового и наведенного шумов описывается соотношением [6]

£и д + К н (^ = 2е/к0/я\ (9)

где /к0 - постоянная составляющая тока коллектора; £ - крутизна характеристики тока коллектора на частоте генерации, определяемая следующим образом:

£ = £0/^1 + (®/®£ )2 , (10)

где £0 = (/к0 / Фт ) [гр/ (гр + гд ) ^ - крутизна статической характеристики тока коллектора; Ш£ -граничная частота БТ по крутизне, причем гр = 00Фт//к0 ; Фт = ^¡е - тепловой потенциал. В свою очередь, ш£ определяется [2], [4] как

ш£ =шр[( гр+ гб )/(шт^э + г5 )], (11)

где шр = шт/Р0 - граничная частота БТ в схеме включения по схеме с общим эмиттером.

Результаты расчета характеристик (5), (6), (8)—(11) для БТ 2Т371А с параметрами гб = 21.1 Ом; р0 = 80; /э0 = 7 мА; /кол = 118 МГц; Т = 300 К приведены в табл. 4. Из нее

следует, что вклад составляющей £и р в полную характеристику £и ш ничтожно мал по

сравнению с другими составляющими, поэтому в оценочных расчетах ее можно не учитывать. С увеличением паразитной индуктивности Ьэ крутизна £ характеристики тока коллектора на частоте генерации уменьшается, следовательно, уменьшается амплитуда первой гармоники тока, т. е. амплитуда колебаний АГ. С уменьшением £ возрастает вклад дробового и наведенного шумов (9). Если принять, что шумы АГ пропорциональны £и ш, а мощность сигнала

пропорциональна квадрату амплитуды колебаний, т. е. £2, то по данным табл. 4 отношение

2е/

б0,

(8)

Таблица 4

Параметр Ьэ, нГн

2 4 6 8

Значение

£и т -1020, В2/Гц 33 33 33 33

£и р -1020, В2/Гц 1.43 1.45 1.49 1.54

ш£ -10-9, рад/с 0.558 0.445 0.360 0.305

£, А/В 0.152 0.130 0.110 0.096

(££и д + ££ин)-1020, В2/Гц 9.70 13.25 18.51 24.31

Би ш -1020, В2/Гц 44.1 47.7 53.0 58.9

"шум/сигнал" при изменении Ьэ от 2 до 8 нГн должно снизиться на 5.2 дБ. В эксперименте (см. табл. 3) снижение составило 8.7 дБ. Таким образом, даже грубая оценка результатов исследования (без учета преобразований шумов транзистора £и ш в шумы /а ш активного двухполюсника и шумов /а ш в шумы АГ (2), (3)) позволяет качественно верно судить о влиянии Ьэ на амплитуду и отношение "шум/сигнал" АГ.

Из проведенного численного эксперимента следует, что паразитная индуктивность эмиттера Ьэ, понижая граничную частоту БТ ш£, снижает крутизну характеристики тока

коллектора £, что уменьшает амплитуду колебаний АГ и увеличивает вклад дробового и наведенного шумов, ухудшая отношение "шум/сигнал" АГ.

Выражения (5)-(11) позволяют понять, почему в проведенном эксперименте (см. табл. 2) один из основных параметров БТ во на свойства АГ не влияет. Действительно, у

современных БТ значения во лежат в интервале от нескольких десятков до нескольких сотен. Для маломощных транзисторов, к которым относится 2Т371А, даже при максимальных токах выполняется соотношение Гр ^ гб. В силу этого, ¿о = ¡ко /Фт, а выражение (11) преобразуется к виду ш£ = шт [(фт/ ¡ко)/(шт£э + гб)], в котором зависимость от

во отсутствует. Следовательно, Ш£ и крутизна £ (10) не зависят от во, поэтому от него не зависят амплитуда колебаний АГ и отношение "шум/сигнал".

Сравнение характеристик АГ на транзисторах разных типов. Заменим в схеме АГ транзистор малой мощности 2Т371А на транзистор средней мощности 2Т640А-2, сохранив остальные элементы схемы, а также постоянный ток эмиттера 1эо и напряжение источников питания прежними. Сравним характеристики этих генераторов.

Из табл. 1 видно, что у транзисторов 2Т640А-2 и 2Т371А коэффициенты усиления по току во близки, граничная частота /т у 2Т640А-2 в 1.5 раза ниже, а емкость коллектора на четверть выше. Зато Ьэ меньше в 12 раз, а постоянная времени тк меньше почти в 13 раз. Из (7) найдем, что сопротивление базы гб у БТ 2Т64оА-2 в 1о раз меньше, чем у 2Т371А, и, следовательно, тепловые шумы (6) также в 1о раз меньше.

Спектральная характеристика (8) для транзистора 2Т64оА-2 при Ю-кратном уменьшении гб, 12-кратном уменьшении Ьэ и близких значениях тока ¡бо снизится более чем в 1оо раз по сравнению с 2Т371А.

Несмотря на меньшую граничную частоту шт = 2п/т транзистор 2Т64оА-2 обладает

при равных токах почти в 1о раз более высокой граничной частотой по крутизне Ш£ (11).

Поэтому на одинаковых рабочих частотах 2Т64оА-2 обладает в несколько раз большей крутизной характеристики тока коллектора £ (Ю). По указанной причине спектральные характеристики дробового и наведенного шумов (9) у транзистора 2Т64оА-2 будут в несколько десятков раз меньше.

Расчеты показывают, что при выбранных условиях сравнения спектральная характеристика (5) для 2Т64оА-2 на малых токах в 1о с лишним раз меньше, чем для 2Т371А, и с ростом тока это различие увеличивается. Следует ожидать, что простая замена транзистора 2Т371А на 2Т64оА-2 может снизить шумы АГ на 1о дБ и более.

На рис. 5 и 6 приведены графические решения уравнений генераторов (1) на транзисторах 2Т371А и 2Т64оА-2 соответственно. Годографы проводимости ТЕА-двухполюс-ника построены для токов эмиттера ¡эо = 3, 7, 11 и 15 мА. Проводимость ПКС с изменением тока практически не изменяется. Значения добротности контуров в обоих случаях

-Вп , Ва ,

мСим -1

-4

-7

-10

-13

1эо = 15 мА ^ / 3

и I /V

120° _1_

"-ч, 180°

"Вп , Ва ,

мСим -1.5

-3.5 -5.5 -7.5 -9.5

50°

2Т640А-2

э0 =15 мА

"Л/иА.

I 11 | "в"*-^.-.. ¡480°

-11 -8.9 -6.8 -4.7 -2.6 -вп, Оа

мСим

Рис. 5

-6 -4.8 -3.6 -2.4

Рис. 6

-1.2 -Оп, Оа, мСим

близки: 113.00 и 113.01. Различия в параметрах ПКС в одном и в другом случаях незначительны - в основном за счет разницы в значениях Ск п.

Основные параметры генераторов в точках стационарного режима приведены в табл. 5. Из нее следует, что частоты колебаний в обоих АГ слабо зависят от тока транзисторов, причем ее значения в АГ с 2Т640А-2 всего на 0.2 % выше, чем в АГ с 2Т371А. В дальнейшем их можно считать равными.

Амплитуда колебаний иэф в АГ на транзисторе 2Т640А-2 больше, чем в АГ на

2Т371А, и при увеличении тока эмиттера в обоих АГ растет линейно (на выбранном интервале значений /э0) с крутизной 0.2 В/мА для 2Т371А и 0.28 В/мА для 2Т640А-2. Углы отсечки 00, наоборот, уменьшаются, причем для 2Т640А-2 более резко.

Отношение "шум/сигнал" при увеличении тока эмиттера монотонно убывает в обоих АГ. Из табл. 5 следует, что замена транзистора 2Т371А на 2Т640А-2 позволяет выиграть в этом отношении от 10 дБ при 1э0 = 3 мА до 21 дБ при токе 15 мА, что соответствует оценочным расчетам, сделанным ранее.

Угол пересечения годографов у в стационарном режиме изменяется в АГ на 2Т371А

от оптимального значения у^ = 90° в сторону уменьшения. Это приводит к росту проекции вектора и на вектор ю (см. рис. 3), т. е. к увеличению преобразования амплитудных флуктуаций в фазовые. В генераторе на 2Т640А-2 наблюдается обратная картина: угол у приближается к 90° и амплитудно-фазовое преобразование уменьшается, что дополнительно увеличивает выигрыш в отношении "шум/сигнал".

Таблица 5

1э0, мА Транзистор

2Т371А |2Т640А-2 | 2Т371А |2Т640А-2 | 2Т371А |2Т640А-2 | 2Т371А |2Т640А-2 | 2Т371А |2Т640А-2 | 2Т371А |2Т640А-2

Значение

00, Л/0, кГц иэф, В V, дБ /кол, МГц у,

3 85.96 72.36 -97.07 100.00 0.641 0.72 -142.36 -151.38 118.22 118.37 88.43 65.47

5 80.66 59.90 -152.42 83.81 1.05 1.26 -146.69 -159.85 118.14 118.36 80.23 67.36

7 78.86 53.79 -182.61 69.11 1.44 1.82 -149.03 -164.98 118.11 118.34 75.77 69.13

9 78.00 50.12 -201.51 56.04 1.83 2.38 -150.56 -168.41 118.09 118.33 73.02 70.77

11 77.51 47.71 -214.44 44.58 2.22 2.94 -151.57 -170.80 118.07 118.32 71.16 72.27

13 77.20 46.02 -223.84 34.59 2.62 3.51 -152.16 -172.52 118.06 118. 31 69.83 73.63

Перестройка генераторов по частоте при токе эмиттера транзисторов 7 мА осуществляется в пределах 163...80 МГц в АГ на транзисторе 2Т371А и 163... 93 МГц в АГ на 2Т640А-2. Нижние пределы перестройки ограничены появлением жесткого режима возбуждения, что соответствует сделанному ранее заключению о возможности такого режима при малых значениях этой индуктивности.

Таким образом, заменой в схеме АГ БТ 2Т371А на транзистор 2Т640А-2 без изменения параметров остальных компонентов схемы и потребляемого тока можно выиграть в отношении "шум/сигнал" не менее 10дБ, при этом амплитуда колебаний вырастет, однако пределы перестройки частоты сократятся.

Исследование влияния параметров БТ на характеристики автогенератора показали:

• что разброс значений статического коэффициента усиления по току Р0 при токах транзистора, для которых Гр ^ гб, практически не влияет на амплитуду, частоту и отношения "шум/сигнал" АГ;

• уменьшение индуктивности вывода эмиттера Ьэ приводит, с одной стороны, к росту амплитуды и снижению шумов, с другой - к появлению жесткого режима самовозбуждения в нижней области частот и, как следствие, к сужению возможных пределов перестройки;

• наибольший вклад в шумы БТ дают тепловые шумы сопротивления базы, снижающиеся с уменьшением , а также дробовой и наведенный шумы, влияние которых снижается с увеличением крутизны характеристики тока коллектора на рабочей частоте;

• при выборе БТ для построения малошумящих АГ предпочтение следует отдавать транзисторам с меньшими и Ьэ, которые в комбинации с шт обеспечивают при заданном токе более высокое значение ш^.

Список литературы

1. Савченко М. П. Стационарный режим и флуктуации в автогенераторе на транзисторно-емкостном двухполюснике с отрицательным сопротивлением // Изв. вузов России. Радиоэлектроника. 2009. Вып. 5. С. 21-31.

2. Савченко М. П. Активный нелинейный двухполюсник с отрицательным сопротивлением на основе биполярного транзистора // Радиотехника. 2008. № 2. С.74-84.

3. Савченко М. П. Шумовые характеристики двухполюсника с отрицательным сопротивлением на основе биполярного транзистора // Радиотехника. 2009. № 4. С. 34-40.

4. Жалуд В., Кулешов В. Н. Шумы в полупроводниковых устройствах / под ред. А. К. Нарышкина. М.: Сов. радио, 1977. 416 с.

M. P. Savchenko

Baltic fishing fleet state academy

O. V. Starovoitova

Baltic federal university n. a. I. Kant

Influence of bipolar transistor parameters on variable oscillator characteristics

Influence of dispersion of values of static current gain, base resistance and emitter output stray inductance of the bipolar transistor on limits offrequency tuning, oscillation amplitude and noise/signal ratio of the self-excited oscillator is researched. It is shown that at a choice of transistors for creation of band low noise self-excited oscillators it is necessary to give preference to transistors with smaller base resistance and stray inductance of the emitter output, possessing in necessary boundary current frequency and providing higher boundary steepness frequency.

Transistor oscillator, fluctuation, bipolar transistor, noise/signal ratio

Статья поступила в редакцию 25 мая 2011 г.