CC BY
39
Радиотехника и связь
DOI 10.36622^Ти.2022.18.1.009 УДК 621.396.67
УЛУЧШЕНИЕ ПОКАЗАТЕЛЕЙ НАПРАВЛЕННОСТИ АНТЕННЫ ДИФРАКЦИОННОГО ИЗЛУЧЕНИЯ МЕТОДОМ ВАРИАЦИИ ПРОФИЛЯ ИЗЛУЧАЮЩЕГО РАСКРЫВА
Д.Ю. Крюков1, А.В. Останков1, А.Ю. Чернышев1,2, С.Ю. Дашян3
воронежский государственный технический университет, г. Воронеж, Россия 2Международный институт компьютерных технологий, г. Воронеж, Россия ^Университет Лилля, Вильнёв-д'Аск, Франция
Аннотация: обеспечение эффективной работы большинства современных радиотехнических систем в диапазонах СВЧ и КВЧ невозможно без использования антенн, обладающих высоким коэффициентом полезного действия (КПД), способных формировать в пространстве остронаправленные лучи диаграммы направленности (ДН). Задача обеспечения требуемой ширины главного лепестка ДН при малом уровне бокового излучения может быть решена за счет реализации оптимального амплитудного распределения поля в раскрыве. Рассматривается антенна вытекающей волны дифракционного типа, представляющая собой открытую излучающую линию передачи и содержащая планар-ный диэлектрический волновод, экранированный металлической резонансной решеткой гребенчатого типа. Для антенн такого типа характерен высокий КПД, а необходимое амплитудное распределение в раскрыве может быть сформировано за счет продольной вариации прицельного расстояния - зазора между диэлектрическим волноводом и гребенчатой решеткой. Для установления наилучшей закономерности изменения прицельного расстояния использован адаптированный к условиям рассматриваемой задачи оригинальный вариант энергетического метода расчета. Согласно предложенной методике, определение степени и направления вариации прицельного расстояния сведено к задаче расчета доли мощности, отбираемой каждой канавкой гребенчатой решетки по заданному амплитудному распределению в раскрыве. Приведены основные соотношения, положенные в основу методики. Установлено, что неравномерный профиль распределительно-излучающей системы позволяет улучшить исходные показатели направленности антенны за счет повышения степени концентрации излучения в пределах главного лепестка ДН и снижения уровня боковых лепестков (УБЛ), а также увеличить коэффициент усиления (КУ) антенны. Установлено, что при изменении прицельного расстояния в соответствии с теоретически найденной закономерностью удается снизить УБЛ и одновременно увеличить КУ по сравнению со случаем фиксированного прицельного расстояния
Ключевые слова: антенна, прицельное расстояние, периодическая решетка, дифракционное излучение, моделирование
Благодарности: исследование выполнено при финансовой поддержке РФФИ и НЦНИ в рамках научного проекта № 20-51-15001
Введение
Инновационный путь развития радиотехнических систем тесно связан с освоением коротковолновой части сантиметрового диапазона, миллиметрового и субмиллиметрового диапазонов волн. (Наиболее перспективным в настоящее время является использование указанных диапазонов для создания сверхвысокоскоростных беспроводных транспортных сетей мобильного трафика. Такие сети уже сейчас способны обеспечить скорость передачи данных до 10 Гбит/с на основе простых методов модуляции без применения дополнительных алгоритмов кодирования [1-2]. Вместе с тем, особенности распространения радиоволн сан-
© Крюков Д.Ю., Останков А.В., Чернышев А.Ю., Дашян С.Ю., 2022
тиметрового и миллиметрового диапазонов позволяют реализовать целый ряд широко востребованных радиотехнических и инфокомму-никационных систем для приложений связи, навигации и управления. К ним можно отнести СВЧ-радиометрические рассеивающие комплексы для исследований экологической обстановки, системы наблюдения за объектами в условиях ограниченной видимости, активные радиолокационные станции обзора [3-5].
Для эффективной работы радиотехнических систем в диапазонах СВЧ и КВЧ требуется их оснащение антеннами, обладающими высоким коэффициентом полезного действия (КПД) и способными формировать в пространстве остронаправленные ДН. В качестве таких антенн могут быть использованы антенны вытекающей волны дифракционного типа (АВВДТ), представляющие собой отражательную решет-
ку, например, гребенчатого типа, накрытую слоем диэлектрика. Основными преимуществами, выгодно отличающими дифракционные антенны от иных видов антенн, являются простота и надежность конструкции, высокая технологичность изготовления с возможностью поточного принципа производства за счет повторяемости размеров, малые массогабаритные характеристики и низкие стоимостные показатели.
Принцип работы АВВДТ основан на пространственной трансформации резонансной дифракционной решеткой (ДР) принимаемой свободной волны в поверхностную волну открытой замедляющей линии [6-7]. Для такого рода преобразования характерен высокий КПД, достигающий для отдельных оптимизированных образцов антенн более 95 % [4]. Задача обеспечения малого уровня бокового излучения и повышения эффективности использования поверхности раскрыва может быть решена за счет реализации оптимального амплитудного распределения поля в раскрыве посредством изменения в продольном направлении глубины канавок и вариации прицельного расстояния -зазора между плоским диэлектрическим волноводом (ПДВ) и гребенчатой решёткой. Возможности оптимизации характеристик АВВДТ за счет глубинного профилирования одномерной квазипериодической гребенчатой решетки при фиксированном прицельном расстоянии достаточно подробно рассмотрены в [8-9].
Цель настоящей работы заключается в разработке и апробации методики повышения показателей направленности АВВДТ за счет обеспечения продольной вариации ключевого геометрического параметра распределительно-излучающей системы - прицельного расстояния.
Постановка задачи
На рис. 1 показана в поперечном сечении модельная геометрия распределительно-излучающей системы АВВДТ, включающей эквидистантную (с периодом с!) гребенчатую ДР с конечным числом идентичных канавок (шириной а и глубиной И) и неограниченный в пространстве диэлектрический слой (фиксированной толщины т). АВВДТ рассматривается в режиме излучения при возбуждении раскрыва медленной волной диэлектрического волновода низшего £-типа.
Рис. 1
Для установления закономерности изменения прицельного расстояния г(х) (рис. 1) предлагается использовать адаптированный к условиям рассматриваемой задачи вариант распространенного энергетического метода расчета -метода распределенных параметров [10-11].
Согласно этому методу дискретные излучатели (в рассматриваемой задаче - канавки ДР) порождают дискретное амплитудное распределение, а продольная интенсивность отбора мощности определяется затуханием волны в открытой линии передачи, обусловленным излучением. При этом один излучатель вносит затухание, соответствующее периоду распределительно-излучающей системы.
Таким образом, отыскание предпочтительной закономерности изменения прицельного расстояния г(х) в АВВДТ может быть сведено к задаче определения доли мощности, отбираемой каждым излучателем (канавкой ДР) в соответствии с заданным амплитудным распределением в раскрыве. Следует заметить, что на практике распространение получило оптимальное в отношении коэффициента использования поверхности (КИП) и максимального уровня боковых лепестков (УБЛ) амплитудное распределение типа «косинус на пьедестале» [10]. Тогда задаваемое амплитудно-фазовое распределение в раскрыве может иметь вид:
V (к) =
(1—0) • со^
Хк—0. 5LA
L^
ехр( 7рхк),
где О - относительная амплитуда поля на краях раскрыва, LА - длина раскрыва, в - волновое число свободного пространства, хк - координата центра к-й канавки ДР.
Методика расчета наилучшей закономерности продольной вариации прицельного расстояния по заданному амплитудному распределению
Пусть для обеспечения заданного амплитудного распределения у^) для каждой ^й канавки ДР выполняется условие [10]:
V 2(к) = F-рк Р<П = F Р^, (1) где Р - нормирующий множитель, Рк - коэффициент отбора мощности для ^й канавки, Р^Щ -
мощность первичной волны, поддерживаемой ПДВ и возбуждающей ^ю канавку ДР.
В (1) квадрат амплитудного распределения в раскрыве АВВДТ представлен в виде функциональной зависимости от коэффициентов отбора мощности рк. Следовательно, если мощность первичной волны возбуждения, падающей на ^ю канавку, составляет Р^Щ , то в соответствии с приближенной моделью [12], мощность возбуждающей последующую канавку равна:
Р(к+1) = Р(к)_( Р(к) + Р(к) + Р(к)) = 1 пад 1 пад V-1 изл отр ( )
Рггад'(1 рк ^к А6) Рпрош Ротр ,
(2)
где Ро(к - мощность волны, отраженной от ^й канавки (Рк - коэффициент отражения), Р(к) -
мощность потерь, возникающих при взаимодействии волны возбуждения с ^й канавкой.
Заметим, что величина А § = Р(к) / Р^, ее определяющая, принимается для всех канавок одинаковой и равной относительной мощности погонных потерь в ПДВ. Для расчета погонного затухания, разумно воспользоваться следующим приближением [13]:
А § « 27.3^/87(3)
где X - длина волны, 8 и tg5 - относительная диэлектрическая проницаемость и тангенс угла диэлектрических потерь материала ПДВ.
В тоже время некоторые известные реализации энергетического метода расчета антенн вытекающей волны на заданное амплитудное распределение поля в раскрыве, описанные, например, в [10,14], принимают в расчет только затухание на излучение и не учитывают потери мощности в линии передачи. В подобных случаях часто полагают, что затухание волны в ПДВ можно не учитывать (А§ = 0) в силу малости влияния потерь на показатели АВВДТ. Вме-
сте с тем, подобное допущение может приводить к недопустимым ошибкам при расчетах, в том числе закономерности вариации прицельного расстояния г(х) в антеннах, работающих в коротковолновой части СВЧ или КВЧ.
Далее сделаем допущение о том, что рассматриваемая АВВДТ с гребенчатой ДР может быть предварительно оптимизирована по критерию минимума коэффициента отражения за счет реализации оптимальной ширины и (или) глубины канавок [8,15]. Последнее позволяет пренебречь в уравнении (2) мощностью волны, отраженной от ^й канавки (коэффициентом отражения Рк). Тогда, коэффициент прохождения по мощности для ^й канавки ДР можно принять равным
tk =
Р (к+1) пад
Р(к) 1 пад
= 1_Рк_А5 .
Вследствие этого для ^й канавки получим
следующее уравнение баланса мощности:
Р(к) = Р(к_1) _ Р(к_1) _ Р(к_1) = х пад х пад /ук_Н пад х (
= Рп(ак_Х);(1_Рк_1 _А5) = к1 (4) = Рп(1^ • П(1_ Рт _А5 ) = Рп(!д • Пт,
т=1 т=1
для решетки, состоящей из N канавок,
N
Р11ад = ^ад •Пtk = Р11ад , (5)
к=1
где Т^ - коэффициент прохождения по мощности первичной волны возбуждения к периферии распределительно-излучающей системы АВВДТ.
Найдем коэффициенты отбора мощности Рк при заданном амплитудном распределении ). Для этого из уравнений (1) и (4) получим:
NN N
X V) = Р^ Рк Р« = Р^ (Р« _ Рп(ак+1)) = к=1 к=1 к=1 = Р ( Р(1) _ /^(N+1)) =
А V пад ± пад / = Р' (Рпад Рххад) = Р'Рпад(1_).
Следовательно, нормирующий множитель Р может быть определен как
1 N
Р =
•X V ).
(6)
Рп(1д•(^) к=1 Подставим в (1) уравнения (4), (6) и ис-
ключим Р^; после чего получим:
Рк =
1-Т^
v2(k)
к_1 N
П (1_ Рт _А5 ) X V )
т=1 к=1
(7)
Коэффициенты отбора мощности рк полностью определяются заданным нормированным амплитудным распределением поля в рас-крыве ) , коэффициентом прохождения по
мощности Т^ и погонным затуханием Д5 в ПДВ. Заметим, что максимально достижимое значение коэффициента отбора для ^й канавки не должно превышать единицы.
В качестве исходных данных для реализации представленной методики помимо заданного амплитудного распределения в раскрыве используется зависимость отбора мощности в
АВВДТ Рпад/Рпрош = РпМаТ4 = УТ^ от величины прицельного расстояния г. Заметим, что данная зависимость может быть получена как экспериментальным путем [16,17], так и при помощи достоверной математической модели, например, описанной в [18,19]. Таким образом, на начальном этапе синтеза АВВДТ с использованием электродинамической модели дифракции заданной поверхностной волны ПДВ на конечной гребенчатой решетке [18,19] следует получить зависимость величины отбора мощности от прицельного расстояния с учетом выполнения баланса: Ршл +Ротр +Рпрош = Рпад.
Далее, в предположении, что на вход антенны поступает единичная мощность (Рп(1 =1) выполняется расчет величины отбора мощности Р«/Р^для каждой ^й канавки ДР с использованием уравнений (4), (6) и (7).
Затем, по известной зависимости отбора мощности определяется необходимая интенсивность отбора для каждой ^й канавки ДР, а по ней, в свою очередь, восстанавливается прицельное расстояние для ^го периода гребенки.
Таким образом, по заданному амплитудному распределению, коэффициенту прохождения, относительной мощности потерь в ПДВ, рассчитанным коэффициентам отбора мощности и установленной зависимости отбора мощности от прицельного расстояния возможно однозначно определить закономерность наилучшего продольного изменения профиля г(х).
Синтез антенны с продольной вариацией прицельного расстояния
С использованием представленной методики ниже выполнен структурно-параметрический синтез АВВДТ, предназначенной для работы в полосе частот 9 - 10 ГГц.
В качестве синтезируемой распределительно-излучающей системы взята накрытая ПДВ эквидистантная гребенчатая ДР с 22-мя канавками одинаковой ширины и глубины, оптимизированная на первом этапе синтеза по критерию максимума КПД (более 90 %) на центральной частоте. Расстояние между соседними канавками й (шаг гребенки) взято соизмеримым с длиной волны и составляет 0.76Х, что при X = 31.6 мм соответствует средней частоте рабочего диапазона - 9.5 ГГц. Толщина ПДВ выбрана с учетом выполнения условия одномодо-вости волновода:
т <
(8)
Относительная диэлектрическая проницаемость 8 материала ПДВ взята равной 2.55, что соответствует полимеру Ргерегт 255.
При синтезе предполагалось, что величина воздушного зазора г между ПДВ и ДР составляет не менее (0.3-0.75)Х [17, 20, 21]. Поскольку оптимизируемый раскрыв антенны возбуждается ^-волной ПДВ низшего типа, так что излучаемая волна вертикально поляризована, для реализации максимальной излучаемой способности канавок гребенчатой ДР их ширина взята равной половине периода - 0.5й. Глубина канавок выбрана несколько меньше резонансной глубины: 0.634 Х/4 [21].
Для указанных параметров излучающего раскрыва расчетный КПД на частоте 9.5 ГГц составил 97 %, направление максимального излучения - 106°.
По результатам первого этапа структурно-параметрического синтеза конструктивные параметры АВВДТ определены следующими: период (й), длина (ЬА) и ширина ДР (Ж) - 24, 540 и 53 мм соответственно; глубина (И) и ширина канавок (а) - 5 и 12 мм; толщина (т) и исходное прицельное расстояние ПДВ (г) - 6 и 10 мм.
Виртуальный прототип антенны представлен на рис. 2 в изометрической проекции.
Рис. 2
Для реализации имитационного моделирования показанной на рис. 2 электродинамической структуры и ее последующих модификаций использовался вычислитель во временной области (Time domain solver) симулятора CST Studio Suite (с академической лицензией), осно-
ванный на методе конечного интегрирования Вейланда [22].
На рис. 3, а, б изображены ДН исследуемой антенны на частоте 9.5 ГГц, из которых, в частности следует, что максимальный УБЛ составляет «минус» 7.9 дБ, КУ - 20.7 дБ. Ширина ДН в вертикальной плоскости равна 4.1°, направление максимального излучения - 103°. Заметим, что максимальный УБЛ оказался недостаточно малым. Последнее может быть объяснено убывающим амплитудным распределением поля (рис. 3, в), которое не является оптимальным как с позиции обеспечения малого УБЛ, так и высокого КИП, а, следовательно,
дальнейшую оптимизацию распределительно-излучающей системы целесообразно проводить с позиции реализации в раскрыве более подходящего амплитудного распределения, например типа «косинус на пьедестале». Помимо имитационного моделирования амплитудное распределение в раскрыве было дополнительно рассчитано еще двумя методами (рис. 3, в): с использованием представления поля формулой Кирхгофа в фиксированных точках над раскры-вом (согласно [23]) и интегрированием спектральной плотности амплитуд поля в направлении вытекания поверхностной волны по пространственной частоте (на основе модели [18]).
Farfield Realized Gain Abs (Phi=90)
farfîeld (f=9.5) [1]
Frequency = 9.5 GHz Main lobe magnitude = 20.7 dBi Main lobe direction = 103.1 deg. 150 160 Angular width (3 dB) = 4.1 deg. Side lobe level = -7.9 dB
—О—Формула Кирхгофа ■ Интегрирование по ß CST Studio Suite
Г> Щ WVv tit* 1С« ииг
0 50
250 350
Z / mm
в
450 540
Рис. 3
б
Важно также отметить, что существуют некоторые ограничения на форму амплитудного распределения [17,20]. Так, кривая амплитудного распределения должна быть непрерывной, гладкой функцией и не может принимать нулевые значения, включая периферийные точки излучающего раскрыва. Последнее ограничение связано с тем, что при нулевом значении амплитуды в раскрыве соответствующая величина отбора мощности составляет 0 дБ, что достигается лишь при бесконечно большом прицель-
ном расстоянии. Поэтому такие известные амплитудные распределения как «косинусное» или «косинус-квадратное» могут быть реализованы только с пьедесталом конечной величины, характерным для раскрывов, используемых на практике [17].
Второй этап синтеза заключается, собственно, в отыскании наилучшей закономерности продольной вариации прицельного расстояния г(х). Перед этим целесообразно обеспечить спадание поля на периферии раскрыва до вели-
чины порядка «минус» 30 дБ, для чего относительный пьедестал О заданного амплитудного «косинусного» распределения следует взять равным 0.03. Далее, с использованием электродинамической модели дифракции заданной поверхностной волны ПДВ на конечной гребенчатой решетке [18,19] необходимо получить кривую зависимости отбора мощности, обеспечивающего излучающим раскрывом, от величины прицельного расстояния г (рис. 4).
Рис. 4
Из рис. 4, в частности видно, что на начальном участке кривой отбора мощности (при изменении прицельного расстояния от 0 до 10.5 мм) имеют место ярко выраженные провалы. Их наличие, как правило, обусловлено значительной величиной коэффициента отражения первичной волны возбуждения. При этом согласно [24] излучаемая антенной объемная волна складывается с поверхностной волной ПДВ, что приводит к возрастанию или напротив снижению напряженности поля, возбуждающего канавки гребенки. Следовательно, для обеспечения оптимальной закономерности изменения прицельного расстояния следует выбрать участок кривой, наиболее близкий к линейному. В пределах такого участка кривой отбора мощности предположительно гарантируется однозначная и монотонная зависимость величины отбора мощности от прицельного расстояния г, характерная для прозрачного ПДВ с толщиной, определяемой (8).
Выбор компаунда Ргерегт 255 в качестве материала для ПДВ обусловлен тем, что он обладает высокой диэлектрической стабильностью на частотах вплоть до 120 ГГц и относительно малыми потерями = 0.0005) [25]. Кроме того, диэлектрик Ргерегт 255 пригоден для реализации технологии 3D-печати [26], что значительно упрощает процесс исполнения диэлектрических волноводов со сложной структу-
рой профиля. Удельное затухание на частоте 9.5 ГГц для диэлектрического волновода из указанного полимера, рассчитанное по (2), составляет 0.69 дБ/м. Влияние, оказываемое потерями на затухание в ПДВ, иллюстрируется кривыми продольного отбора мощности (рис. 5, при возбуждении раскрыва единичной мощностью). Так, из рис. 5 следует, что учет погонного затухания в диэлектрическом волноводе (А§ = 0.69 дБ/м) приводит к последовательному уменьшению доли падающей мощности (до трети на периферийной канавке) по сравнению со случаем отсутствия потерь в ПДВ (А§ = 0).
р(Ч 1 Л1АД
О 9 0 8 0 7 0.6 0 5 0.4 0 3 0.2 0 1 о
---4=0 -Д, =0.69 дБ/м
Л
\
Л
«1 V
123456739 10 11 12 13 14 15 1617 18192021 22
.V
Рис. 5
На рис. 6 показана расчётная зависимость продольного изменения прицельного расстояния г(х), полученная на основе изложенной выше методики. Прицельное расстояние при этом варьируется в пределах от 10.5 до 17 мм.
Несмотря на то, что закон изменения г(х) достаточно сложный, на кривой рис. 6 можно выделить три области:
1) от 0 до 140 мм - область раскрыва, в пределах которой обеспечивается наименьший отбор мощности на излучение; прицельное расстояние г на этом участке уменьшается от своего максимального значения 17 мм до 16.5 мм;
2) от 141 до 450 мм - область, в пределах которой отбор мощности на излучение увеличивается по линейному закону; прицельное расстояние г уменьшается от 16 до 10.5 мм;
3) от 451 до 540 мм - область, в пределах которой отбор мощности уменьшается, однако прицельное расстояние г увеличивается от 11 до 11.8 мм.
Рис. 6
Полученная закономерность изменения прицельного расстояния может быть за счет неравномерности профиля ПДВ. Виртуальный прототип антенны представлен на рис. 7 в изометрической проекции.
На рис. 8, а, б показаны ДН антенны с продольной вариацией прицельного расстояния, полученные для частоты 9.5 ГГц. Максимальный УБЛ теперь составляет «минус» 13.1 дБ, КУ - 22.1 дБ. Ширина ДН в вертикальной плоскости равна 3.4°, направление максимального излучения - 103.3°. Амплитудное распределение (рис. 8, в) имеет форму, более схожую с «косинусом на пьедестале». Из рис. 8 следует, что при изменении прицельного расстояния в соответствии с полученной закономерностью г(х) (рис. 6) удается снизить УБЛ на 66 % (на 5.2 дБ) и одновременно увеличить КУ на 7% (на 1.4 дБ) по сравнению со случаем равномерного прицельного расстояния (рис. 2). Неравномерный профиль ПДВ способствовал также к улучшению фокусировки излучения в пределах главного лепестка ДН без изменения направления максимального излучения.
Рис. 7
Farfield Realized Gain Abs (Phi=90)
farfîeld (f^9.5) [1]
Frequency = 9.5 GHz
Main lobe direction = 103.3 deg. Angular width (3 dB) = 3.4 deg.
Theta I Degree
,0.11
0 50 150 250 350 Z / mm
в
450 540
Рис. 8
а
б
Клиновидный зазор между диэлектрическим волноводом и гребенчатой решеткой
Как известно, реализация клиновидного зазора между ПДВ и ДР также позволяет оптимизировать амплитудное распределение в раскрыве антенны для достижения более высокого КИП и, соответственно, полной эффективности антенны [8, 9].
На рис. 9 представлены наилучшие показатели исследуемой антенны, которые удается достичь за счет экспериментального подбора клиновидного зазора. Полученное по результатам моделирования значение максимального УБЛ на частоте 9.5 ГГц составляет «минус» 11.7 дБ, КУ - 22 дБ, ширина главного лепестка ДН равна 3.1°, направление максимального излучения - 104.3°. Однако указанные показатели все же несколько хуже, чем у антенны с неравномерным профилем ПДВ (рис. 8). Различия проявляются также в формах реализуемых амплитудных распределений (рис. 8, в и 9, в). При этом экспоненциально убывающее среднее значение амплитудного распределения (рис. 9, в) также не способствует достижению минимального уровня бокового излучения.
По результатам моделирования установлено, что АВВДТ с клиновидным зазором позволя-
Farfield Realized Gain Abs (Phl=90)
ет обеспечить приемлемые электрические характеристики (близкие к характеристикам антенны с неравномерным профилем ПДВ) только лишь в нижней части рабочего диапазона - на частотах от 9 до 9.5 ГГц. С увеличением рабочей частоты наблюдается рост максимального УБЛ, что приводит к появлению вторичного (побочного) максимума ДН. Так, на частоте 9.9 ГГц для антенны с клиновидным зазором максимальный УБЛ составляет «минус» 8.4 дБ, а КУ - 22 дБ.
Для сравнения, максимальный УБЛ в антенне с неравномерным профилем ПДВ (рис. 7) на частоте 9.9 ГГц составляет «минус» 12.8 дБ, КУ при этом равен 22.5 дБ (рис. 10). Направление максимального излучения и ширина ДН по уровню "минус" 3 дБ у данных вариантов антенн различаются незначительно (в пределах 1°). Важно также заметить, что на указанной частоте у антенны с равномерным профилем (рис. 2), максимальный УБЛ составляет всего «минус» 6.2 дБ, КУ - 21.6 дБ. Это позволяет сделать вполне определенный вывод о том, что продольная вариация прицельного расстояния в соответствии с расчётной закономерностью, в ряде случаев, позволяет снизить максимальный УБЛ более чем 100 % (на 6.4 дБ) по сравнению с исходным значением.
farfield (f=9.5) [1]
l| 104.39 |10 120 Theta / Degree
а
Frequency - 9.5 GHz
Main lobe direction = 104.3 deg. Angular width (3 dB) = 3.1 deg.
0.13
250 350 Z / mm
в
Рис. 9 86
J25_
d =49.733 I Farfield Realized Gain Abs (Phi=90)
22.494
~Ж 15
9.7278
5 0 -5 -10 -15
■дд
¡л /
■ farfîeld [f=9.9) [1]
d=12.766
60
70
80
90 I 99.733 I 110 Theta j Degree
120
Анализ полученных результатов показывает, что исходные направленные свойства исследуемой антенны могут быть улучшены путем структурно-параметрического синтеза с использованием предложенной методики. При этом полная эффективность антенны Эфф с продольной вариацией прицельного расстояния г(х) в соответствии с рис. 6, составляет от 87 до 90 % (рис. 11). Наилучшие показатели полной эффективности для такой антенны достигаются на рабочих частотах от 9.5 до 10 ГГц.
Рис. 11
При реализации АВВДТ на основе распределительно-излучающей системы с неравномерным профилем возможна высокая технологичность изготовления. Она гарантирована широко распространенными современными CAD-системами с технологией 3D-печати. Однако чрезмерная вариация профиля АВВДТ может приводить к ощутимым фазовым искажениям в раскрыве и деформации ДН.
Заключение
В работе предложена и апробирована эффективная методика улучшения показателей направленности АВВДТ на основе реализации продольного изменения профиля распредели-
130
140
150
160
Frequency = 9.9 GHz
Main lobe direction = 99.7 deg. Angular width (3 dB) = 3.1 deg.
Рис. 10
тельно-излучающей системы за счет вариации прицельного расстояния по заданному амплитудному распределению. Установлено, что изменение прицельного расстояния вдоль рас-крыва по теоретически рассчитанной закономерности позволяет улучшить исходные направленные свойства антенны: снизить максимальный уровень боковых лепестков, а также увеличить коэффициент усиления антенны.
Литература
1. Майская В. На пути к достижению субмиллиметрового диапазона длин волн // Электроника: Наука, технология, бизнес. 2013. № 6 (129). С. 44-58.
2. Якушенко С.А. Высокоскоростные транспортные сети радиосвязи диапазона миллиметровых волн // Радиотехнические, оптические и биотехнические системы. Устройства и методы обработки информации: сб. докл. II всерос. науч. конф. СПб: ГУАП, 2021. С. 185-192.
3. Евдокимов А.П. Антенны дифракционного излучения // Физические основы приборостроения. 2013. Т. 2. № 1. С. 108-124.
4. Крюков Д.Ю., Останков А.В. Рефлексивный анализ возможностей и основных конструктивно-технических характеристик антенн дифракционного излучения на основе периодических замедляющих структур // Вестник Воронежского государственного технического университета. 2017. Т. 13. № 1. С. 95-103.
5. Антенны дифракционного излучения на базе же-лобковой линии передачи / А.П. Евдокимов, В.З. Мазур, К.Ю. Сиренко, Ю.К. Сиренко // Физические основы приборостроения. 2018. Т. 7. № 1. С. 24-36.
6. Шестопалов В.П. Физические основы миллиметровой и субмиллиметровой техники. Т. 1: Открытые структуры. Киев: Наук. думка, 1985. 216 с.
7. Евдокимов А.П., Крыжановский В.В. Новое направление в технике антенных решеток // Изв. вузов. Сер. Радиоэлектроника. 1996. Т. 39. № 9-10. С. 54-61.
8. Крюков Д.Ю., Останков А.В. Оптимизация характеристик антенны дифракционного излучения за счет глубинного профилирования одномерной квазипериодической гребенчатой решетки // Радиолокация, навигация, связь: сб. докл. 23-й междунар. науч.-техн. конф. Воронеж, 2017. Т. 3. С. 1054-1060.
9. Останков А.В. Дифракционная антенна вытекающей волны с нестандартной реализацией излучающего
раскрыва // Вестник Воронежского государственного технического университета. 2010. Т. 6. № 8. С. 17-26.
10. Устройства СВЧ и антенны. Проектирование фазированных антенных решеток / под ред. Д.И. Воскресенского. М.: Радиотехника, 2012. 744 с.
11. Активные фазированные антенные решетки / А.Н. Братчиков и др.; под ред. Д.И. Воскресенского, А.И. Канащенкова. М.: Радиотехника, 2004. 487 с.
12. Кюн Р. Микроволновые антенны (антенны сверхвысоких частот). Л.: Судостроение, 1967. 517 с.
13. Гошин Г.Г. Антенны и фидеры. Сборник задач с формулами и решениями. Томск: ТУСУР, 2012. 236 с.
14. Стешенко С.А. Синтез антенны вытекающих волн по заданному распределению поля на апертуре // Радиофизика и радиоастрономия. 2013. Т. 18. № 4. С. 373-380.
15. Останков А.В., Юдин В.И. Синтез гребенчатого полотна антенны вытекающей волны с заданным направлением излучения и максимальной эффективностью // Вестник Воронежского государственного технического университета. 2011. Т. 7. № 5. С. 157-161.
16. Евдокимов А.П., Крыжановский В.В., Сиренко Ю.К. Планарная антенна дифракционного излучения КВЧ диапазона // Электромагнитные волны и электронные системы. 2011. Т. 16. № 6. С. 53-61.
17. Евдокимов А.П., Крыжановский В.В. Плоские антенные решетки с косекансной формой диаграммы направленности 8-миллиметрового диапазона волн // Электромагнитные волны и электронные системы. 2003. Т. 8. № 10. С. 52-58.
18. Ostankov A.V., Antipov S.A., Razinkin K.A. Optimization of directional and energetic properties of diffraction antenna // Global Journal of Pure and Applied Mathematics. 2016. Vol. 12. No. 4. P. 3845-3864.
19. Останков А.В. Анализ и оптимизация дифракционной антенны поверхностной волны // Антенны. 2010. № 9 (160). С. 44-53.
20. Плоскостная антенна дифракционного излучения радиолокационного комплекса миллиметрового диапазона / П.Н. Мележик, Ю.Б. Сидоренко, С.А. Провалов и др. // Известия вузов. Радиоэлектроника. 2010. Т. 53. № 5. С. 1221.
21. Евдокимов А.П., Крыжановский В.В. Дифракционные явления в антеннах вытекающих волн // Антенны. 2003. №3-4 (70-71). С. 50-56.
22. Weiland T. A. Discretization method for the solution of Maxwell' s equations for six-component fields // Electronics and Communication. 1977. V. 31. No. 3. PP. 116-120.
23. Александров Н.Л., Виниченко Ю.П. О некоторых методах расчета конечных волноводных решеток // Радиотехника и электроника. 1991. Т. 36. № 10. С. 1939-1945.
24. Резонансные свойства системы планарный диэлектрический волновод - гребенка / В.В. Крыжановский, С.В. Крыжановский, С.А. Стешенко, О.В. Чистякова // Радиофизика и электроника. 2008. Т. 13. № 3. С. 481-488.
25. URL: https://www.ulprospector.com/plastics/en/da-tasheet/246711/preperm-255 (дата обращения 11.12.2021).
26. URL: https://www.preperm.com/products/stock-sha-pes/ (дата обращения 11.12.2021).
Поступила 08.01.2022; принята к публикации 21.02.2022 Информация об авторах
Крюков Дмитрий Юрьевич - аспирант, Воронежский государственный технический университет (394006, Россия, г Воронеж, ул. 20-летия Октября, 84), e-mail: kryukovdy@bk.ru
Останков Александр Витальевич - д-р техн. наук, доцент, заведующий кафедрой радиотехники, Воронежский государственный технический университет (394006, Россия, г. Воронеж, ул. 20-летия Октября, 84), e-mail: avostankov@mail.ru Чернышев Антон Юрьевич - аспирант, Воронежский государственный технический университет (394006, Россия, г Воронеж, ул. 20-летия Октября, 84), ассистент, Международный институт компьютерных технологий (394026, Россия, г Воронеж, ул. Солнечная, 29Б), e-mail: chernyshev.antog@yandex.ru
Дашян Сергей Юрьевич — д-р физ.-мат. наук, профессор, профессор лаборатории им. Поля Пенлеве, Университет Лилля (Bâtiment M2, Cité Scientifique, 59655 Villeneuve-d'Ascq, Франция), е-mail: serguei.dachian@univ-lille1.fr
IMPROVEMENT OF DIRECTIVITY CHARACTERISTICS OF DIFFRACTION RADIATION ANTENNA BY VARYING PROFILE OF RADIATING OPENING
D.Yu. Kryukov1, A.V. Ostankov1, A.Yu. Chernyshev1,2, S.Yu. Dachian3
1Voronezh State Technical University, Voronezh, Russia 2 International Institute of Computer Technology, Russia 3University of Lille, Villeneuve-d'Ascq, France
Abstract: ensuring the effective operation of most modern radio engineering systems in the microwave and EHF ranges is impossible without the use of antennas with a high efficiency, capable of forming highly directional beams of the directional pattern in space. The problem of providing the required width of the main lobe of the directional pattern at a low level of side radiation can be solved by realizing the optimal amplitude distribution of the field in the aperture. The article discusses a diffraction-type leaky wave antenna, which is an open radiating transmission line and contains a planar dielectric waveguide, shielded by a metal resonant comb-type grating. Antennas of this type are characterized by a high efficiency, and the required amplitude distribution in the aperture can be formed due to the longitudinal variation of the aiming distance - the gap between the dielectric waveguide and the comb grating. To establish the best regularity of changing the sighting distance, we used an original version of the energy calculation method, adapted to the conditions of the problem under consideration. According to the proposed method, the determination of the degree and direction of variation of the aiming distance is reduced to the problem of calculating the share of the power taken by each groove of the comb grating according to a given amplitude distribution in the aperture. The article presents the basic relationships that form the basis of the methodology. We found that the non-
88
uniform profile of the distribution-radiating system allows improving the initial directivity of the antenna by increasing the degree of radiation concentration within the main lobe of the antenna pattern and reducing the level of the side lobes, as well as increasing the antenna gain. We established that when the sighting distance is changed in accordance with the theoretically found regularity, it is possible to reduce the level of side lobes and simultaneously increase the gain in comparison with the case of a fixed sighting distance
Key words: antenna, air gap, periodic array, diffraction radiation, simulation
Acknowledgments: the study was funded by RFBR and CNRS, project number 20-51-15001
References
1. Maiskaya V. "On the way to achieving the submillimeter wavelength range", Electronics: Science, Technology, Business (Elektronika: Nauka, tekhnologiya, biznes), 2013, no. 6, pp. 44-58.
2. Yakushenko S.A. "High-speed transport networks of radio communication in the millimeter wave range", Proc. of the II National Sci. Conf. Radioengineering, Optical and Biotechnical Systems. Information Processing Devices and Methods (Radiotekhnich-eskie, opticheskie i biotekhnicheskie sistemy. Ustroystva i metody obrabotki informatsii: sb. dokl. II vseros. nauch. konf.), Saint Petersburg, 2021, pp. 185-192.
3. Evdokimov A.P. "Diffraction radiation antennas", Physical Bases of Instrumentation (Fizicheskiye osnovy priboro-stroyeniya), 2013, vol. 2, no. 1, pp. 108-124.
4. Kryukov D.Yu., Ostankov A.V. "Reflexive analysis of opportunities and main constructive and technical characteristics of antennas of diffraction radiation on the basis of the periodic slowing down structures", Bulletin of Voronezh State Technical University (Vestnik Voronezhskogo gosudarstvennogo tekhnicheskogo universiteta), 2017, vol. 13, no. 1, pp. 95-103.
5. Evdokimov A.P., Mazur V.Z., Sirenko K.Yu., Sirenko Yu.K. "Diffraction radiation antennas based on trough transmission lines", Physical Bases of Instrumentation (Fizicheskiye osnovy priborostroyeniya), 2018, vol. 7, no. 1, pp. 24-36.
6. Shestopalov V.P. "Physical foundations of the millimeter and submillimeter waves technique. Vol. 2. Open structures" ("Fizicheskie osnovy millimetrovoy i submillimetrovoy tekhniki. Vol. 1. Otkrytye struktury"). Kiev, Naukova Dumka, 1985, 216 p.
7. Evdokimov A.P., Kryzhanovsky V.V. "A new direction in the technique of antenna arrays", News of Higher Universities. Radioelectronics (Izvestiya vysshikh uchebnykh zavedeniy. Radioelektronika), 1996, vol. 39, no. 9-10, pp. 54-61.
8. Kryukov D.Yu., Ostankov A.V. "Optimization of characteristics antenna of the diffraction radiation by a method of depth profiling one-dimensional quasi-periodic grating comb", Proc. of the XXIII Int. Sci. and Tech. Conf.: Radio Location, Navigation, Communications, 2017, vol. 3, pp. 1054-1060.
9. Ostankov A.V. "The diffraction leaky wave antenna with non-standard implementation of the radiating aperture", Bulletin of Voronezh State Technical University (Vestnik Voronezhskogo gosudarstvennogo tekhnicheskogo universiteta), 2010, vol. 6, no. 8, pp. 17-26.
10. Voskresenskiy D.I. ed. "Microwave and antenna devices. Design of phased antenna arrays" ("Ustroystva SVCH i antenny. Proektirovanie fazirovannykh antennykh reshetok"), Moscow: Radiotekhnika, 2012, 744 p.
11. Voskresenskiy D.I., Kanashchenkov A.I. eds. "Active phased antenna arrays" ("Aktivnye fazirovannye antennye resh-etki"), Moscow: Radiotekhnika, 2004, 487 p.
12. Kyung R. "Microwave antennas (ultra-high frequency antennas)" ("Mikrovolnovye antenny (antenny sverkhvysokikh chastot)"), Leningrad, Sudostroenie, 1967, 517 p.
13. Goshin G.G. "Antennas and feeders. Task Book with Formulas and Solutions" ("Antenny i fidery. Sbornik zadach s formulami i resheniyami"), Tomsk, TUSUR, 2012, 236 p.
14. Steshenko S.A. "Synthesis of a leaky-wave antenna for a given field distribution at an aperture", Radiophysics and Radi-oastronomy (Radiofizika i radioastronomiya), 2013, vol. 18, no. 4, pp. 373-380.
15. Ostankov A.V., Yudin VI. "Synthesis of comb antenna aperture of the leaky wave with a given direction of radiation and of maximum efficiency", Bulletin of Voronezh State Technical University (Vestnik Voronezhskogo gosudarstvennogo tekhnicheskogo universiteta), 2011, vol. 7, no. 5, pp. 157-161.
16. Evdokimov A.P., Kryzhanovsky V.V., Sirenko Yu.K. "A planar extremely high frequency diffraction radiation antenna", Electromagnetic Waves and Electronic Systems (Elektromagnitnye volny i elektronnye sistemy), 2011, vol. 16, no. 6, pp. 53-61.
17. Evdokimov A.P., Kryzhanovsky V.V. "Flat antenna arrays with a cosecan shape of the beam pattern of the 8-millimeter wave range", Electromagnetic Waves and Electronic Systems (Elektromagnitnye volny i elektronnye sistemy), 2003, vol. 8, no. 10, pp. 52-58.
18. Ostankov A.V., Antipov S.A., Razinkin K.A. "Optimization of directional and energetic properties of diffraction antenna", Global Journal of Pure and Applied Mathematics, 2016, vol. 12, no. 4, pp. 3845-3864.
19. Ostankov A.V. "The analysis and optimization of a diffraction antenna of surface wave", Antennas (Antenny), 2010, no. 9 (160), pp. 44-53.
20. Melezhik P.N., Sidorenko Y.B., Provalov S.A., Andrenko S.D., Shilo S.A. "Planar antenna with diffraction radiation for radar complex of millimeter band", News of Higher Universities. Radioelectronics (Izvestiya vysshikh uchebnykh zavedeniy. Radioelektronika), 2010, vol. 53, no. 5, pp. 12-21.
21. Evdokimov A.P., Kryzhanovsky V.V. "Diffraction phenomena in leaky wave antennas", Antennas (Antenny), 2003, no. 3-4 (70-71), pp. 50-56.
22. Weiland T.A. "Discretization method for the solution of Maxwell's equations for six-component fields", Electronics and Communication, 1977, vol. 31, no. 3, pp. 116-120.
23. Aleksandrov N.L., Vinichenko Yu.P. "On some methods for calculating finite waveguide arrays", Radioengineering and Electronics (Radiotekhnika i elektronika), 1991, vol. 36, no. 10, pp. 1939-1945.
24. Kryzhanovskiy V.V., Kryzhanovskiy S.V., Steshenko S.A., Chistyakova O.V. "Resonant properties of planar dielectric waveguide - lamellar grating system", Radiophysics and Electronics (Radiofizika i elektronika), 2008, vol. 13, no. 3, pp. 481-488.
25. https://www.ulprospector.com/plastics/en/datasheet/246711/preperm-255 (date of access 11.12.2021).
26. https://www.preperm.com/products/stock-shapes/ (date of access 11.12.2021)
Submitted 08.01.2022; revised 21.02.2022 Information about the authors
Dmitriy Yu. Kryukov, graduate Student, Voronezh State Technical University (84 20-letiya Oktyabrya, Voronezh 394006, Russia), e-mail: kryukovdy@bk.ru
Aleksandr V. Ostankov, Dr. Sc. (Technical), Associate Professor, Head of the Department of Radio Engineering, Voronezh State Technical University (84 20-letiya Oktyabrya, Voronezh 394006, Russia), e-mail: avostankov@mail.ru
Anton Yu. Chernyshev, graduate Student, Voronezh State Technical University (84 20-letiya Oktyabrya, Voronezh 394006, Russia), e-mail: chernyshev.antog@yandex.ru
Sergey Yu. Dachian, Dr. Sc. (Physics and Mathematics), Professor, Paul Painleve Laboratory, University of Lille (Bâtiment M2, Cité Scientifique, 59655 Villeneuve-d'Ascq, France), e-mail: serguei.dachian@univ-lille1.fr
