Синтез хвилеводно-планарних фiльтрiв на резонаторах зi ступiнчастою змiною iмпедансу Текст научной статьи по специальности «Электротехника, электронная техника, информационные технологии»

УДК 621.396, 621.3.049

Синтез хвилеводно-планарних фшьтр!в на резонаторах 3i стушнчастою змшою ¡мпедансу

Омеляненко М. Ю., Романенко Т. В., Жук С. Я.

Нацншалышй тохшчшш ушворситот Укра'ши "Ки'шський иолггохшчшш шститут ¡Moiii 1горя СЛкорського"

E-mail: hoh-ner_ (Фикг.пс!.

В робот! представлен! результати розробкп хвилеводпо-плапарпих ф!льтр1в па пеодпор1дпих резонаторах. запропоповапих авторамп пещодавпо. Ретелыю досл!джепа природа характерного для цих ф!льтр1в полюса характеристики загасаппя. який суттево покращуе виб1рков! властивост у смуз! частот загороджмшя. Виявлеш фактори. як! впливають па частоту зазиачеиого полюса. В робот! викладепа запропоповапа методика прямого синтезу фгльтра, що дозволяв отримати розм!ри елемептав топологи як!, в г!ршому внпадку. потребують лише пезпачпих зшп в процедур! i'x оитим1зацп. Детально досл1джепий вплив втрат па характеристики фгльтра, для чого вгмряпо добротшсть його резопатор!в у восьмим!л1метровому д!апазош довжип хвиль. Зпдпо з розрахупками був виготовлепий i досл!дже-ний чотирьохрезопаторпий ф!льтр з центральною частотою /о = 30 ГГц i смугою частот пропускания Д/ = 2 ГГц. Вимфяш характеристики ф!льтра задов!льно зб!гаються з результатами симуляцп його характеристики. При цьому втратп в смуз! частот пропускания по перевищують 1 дБ величину, яка лише на 0,4^0,5 дБ перевищуе втрати апалопчпого ф!льтра на однор!дних резонаторах. В цшому, отримаш в робот! результатп показують. що цей повнй клас хвилеводно-планарних ф!льтр1в з усшхом може замшити в!дом! фшьтри хвилев1дпо-плапарпо1 коиструкци в тих випадках. коли пеобх1дно суттево (до 30 %) змепшити i'x розм!ри i покращити селективш властивост! шляхом зпачпого розширеппя смуги частот загороджмшя i збглынеппя впесепого в nifi загасаппя.

Клюноог слова: смугасто-пропускаюч! фшьтри; м!л1метровий д!апазоп; гибридпо-штегральш схеми НВЧ; резопатори 1з стушнчастою змшою 1мпедапсу

DOI: 10.20535/RAD АР. 2021.86.14-21

Вступ

Хвилеводно-планарш фшьтри на резонаторах з стушнчастою змшою 1мподансу (SIR-фшьтри), яш були запропоноваш подавно в [1,2], е. простим та ефективним шдходом до pinieiura задач1 злачного розшироння смуги загороджмшя фшьцлв на мотало-дгслоктричних структурах в Е-площиш пря-мокутного хвиловоду. ДШсно, мота тут досягаеться шляхом миималыго! змши вихщно! топологи фшь-тра на шдуктивних смужках, а сам фшьтр збершае конфшурадаю типу "in-line" (рис. 1). Застосування таких фшьтр1в у склада реально! апаратури вимагас виршмння ряду питань, пов'язаних з особливостя-ми i'x характеристик. Так, в [1] вщзначалось, що кр1м очжуваного розшироння смуги частот загороджоння, да фшьтри характоризуються аномально високим загасанням в iiifi. Це пов'язане з виникнен-ням полюсу характеристики загасання в зазначешй смуз1, яке не може бути пояснено в рамках просто! модел1 SIR, побудовано! в торм1нах Toopi'i кш. Хоча в роботах [1,2] були наведеш дешлька розрахованих i вихйряних характеристик SIR i фшьтр1в на i'x осно-Bi, яш демонстрували наявшеть зазначоних полю-

ciB, детально aiii причини i'x появн, ni фактори, яш виливають на i'x локатзацпо, не доелвджувались. Разом з тим, розультати таких доатджонь могли б дати можлившть покращити селектившсть фшьтр1в на бажаних частотах. По-друге, використана в [1,2] методика синтезу, яка будуеться на результатах роз-рахунку Т-матрида стрибка ширини щшини, не с вичерпною. Бона но враховуе особливоста роатзащ! SIR з максималышм рознесонням резонансних частот, оскшьки за цих умов нооднорщность яш обложу ють високоомну частину резонатора, не можна вважати 1зольованими. Це призводить до суттсвого вщхилення характеристики фшьтра з отриманими розм1рами ввд Tie'i, що вимагалася. Остаточний роз-рахунок топологи фшьтра при цьому потребуй ви-користаиия процодури опттпзацп po3MipiB. Разом з тим, розробда адекватиих методик прямого синтезу, яш б дозволили отримати кшцев1 розхйри олемон-т1в коиструкци, завжди придшялася значна увага, оскшьки наявшеть надшних результате синтезу значно знижувала коштовшеть розробки фшьтр1в. Це в повнш Mipi стосусться хвилеводно-планарних фшьцлв, оскшьки особливосп i'x коиструкци ви-ключають будь-яш дп з иастроюваиия зразшв. Не-

обх1дно шдкреслити, що розробка таких метод1в синтезу зазвичай потребувала застосування шдивь дуального розгляду, який би враховував оообливоот! реашзацп того чи шитого клаоу НВЧ фшьтр1в [3,4]. Те ж саме стосуеться синтезу запропонованих в [1,2] хвилеводно-планарних 8Ш-фшьтр1в. Нарент, застосування запропонованих фшьтр1в у мшметро-вому дтгтнзотп довжин хвиль вимагае врахування дисипативних втрат, оскшьки добротшсть неодно-рщних резонатор1в, до складу яких входить сектця хвилеводно-щшинно'1 лшп (ХЩЛ) з пор1вняно великим загасанням, невелика. Дана робота присвячена посшдовному виршенню зазначених вище проблем.

Рис. 1. Дворезонаторний хвилеводно-планарний фшьтр на резонаторах з стушнчастою змшою 1мпеда,нсу

1 Мехашзм формування полюсу характеристики робочого загасання SIR

Структурним елементом запропонованого в [1,2] фшьтра е SIR. Резонатор (рис. 2) являе собою обмежену двома, шдуктивними неоднор1дностями (смужками металу) лшю, яка складаеться з двох секцш ХЩЛ. Ширина щшини w2 одше1 з секцш

ни друго'1 (wi) значно менша Ь . Як було показано в [ , ], вщношення резонансних частот f0 основного i

планарного SIR набувае максимуму при малш ве-личиш S вщношення довжин bhcokoomhoi (I2) i

низькоомно'1 (h) секщй, S = у2 .

i

i

W2 Ъ

Рис. 2. Тополопя резонатора хвилеводно-планарного SIR-фшьтра.

S1 = 4 мм, S2 = 4,65 мм, h = 2,539 мм, 12 = 0,2 мм, w1 = 0,2мм, а = 11 мм, b = 5,5мм, d = 0,127мм

KpiM того, там же було показано, що у ому'й частот загородження f0 < f < f1 з'являеться полюс характеристики робочого загасання. 3 метою виявлення природи утворення зазначеного полюса детально розглянемо оообливоот! поведшки резона-TopiB в широкому д1апазош частот. На рис. 3 зобра-жеш результати симуляцп частотних характеристик шести фшьтр1в з однаковою резонансною частотою /0, двома р1зними ширинами щшин w1 i, вцщовцщо,

i датп в пакетi програм електродинам1чного анашзу "CST Microwave Studio").

IS21\, дБ J-.-

-10 -I-

-80-'-'' и-1—

29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 £ ГГц

Рис. 3. Результати симуляцп частотних характеристик хвилеводно-планарних с]нлътргв.

1. ¿1 = 4 мм, ¿2 = 4,65 мм, 1\ = 2,539 мм, 12 = 0,2 мм, утг = 0,2 мм

2. ¿1 = 4 мм, ¿2 = 4,2 мм, = 2,277 мм, 12 = 0,8 мм, 1

3. ¿1 = 4 мм, 52 = 3,97 мм, 1\ = 2,046 мм, 12 = 2 мм, 1

4. = 3,85 мм, ¿2 = 4,55 мм, 1\ = 2,46 мм, 12 =

1

5. = 3,85 мм, 52 = 4,12 мм, = 2,241 мм, 12 =

1

6. ¿1 = 3,85 мм, ¿2 = 3,95 мм, = 2,038 мм, 12 =

1

Суцшьними лппями позначен! результати розрахун-шв для значения = 200 дм, а штриховими - для = 150 дм. Резонатори розташоваш на д1електри-чнш шдкладинщ завтовшки с! = 127 дм з д1електри-

£ = 17 дм; перер1з хвилеводно1 камери становить а хЬ = 7,2x3,4 мм. 1шш розм1ри топологи позначеш на рис. 3. 3 наведених результатв видно, що чутли-рлсть частоти положения полюса до змши довжини 1

рлсть до змши ширини щшини ще\' секцп. Дшсно, перша оцшюеться величиною 360МГц/50 дм, в той час як друга становить порядку 1000,МГц/50 рм. Це свцщить про незалежшсть фактор1в, як\ вцщо-в1дальш за формування сдтки власних частот резонатора 1 чинниив, як1 зумовлюють появу полюса характеристики робочого загасання. 3 метою гид-

твердити цо припущоння в робот1 були детально вивчеш властивосп оломонта структуры резонатора. зображеного на рис. 2. який включае границю мЬк секщями SIR. низькоомну сокцпо резонатора i шдуктивну пеодпорвдшеть з розьпром s2. Цей олемент структуры резонатора виглядае як модифь кована поздовжньою пцлиною шдуктивна смужка у прямокутному частково-заповненому хвилеводь що с базовим елементом клаенчного хвилеводно-планарного фшьтра на однорщних резонаторах. На рис. 4 зображош результати симулящ!' частотних характеристик загасання докшькох зазначених еле-менпв, розраховаш для ряду значень довжин li i двох значень ширин пцлини w\.

Рис. 4. Результати симулящ! частотних характеристик загасання елементав хвилеводно-планарного фшьтра.

1. S\ = 4 мм, ¿1 = 2,539 мм, w\ = 0,2 мм

2. Si = 4 мм, li = 2,277 мм, wi = 0,2 мм

3. Si = 4 мм, li = 2,046 мм, wi = 0,2 мм

4. Si = 3,85 мм, /i = 2,46 мм, wi = 0,15 мм

5. Si = 3,85 мм, ¿i = 2,241 мм, wi = 0,15 мм

6. Si = 3,85мм, li = 2,038мм, wi = 0,15мм

Видно, що характеристики мктять полюси загасання, що шдтверджуе припущоння про нозалежну природу i'x внннкноння. Пояснения i"i випливае з запропоновано1 опрощено! окшвалонтнем схоми роз-глядуваного оломонта, зображоно! на рис. 5.

Рис. 5. Екв1валентна схема оломонта структури резонатора

Зазначимо, що зображош референеш площини 1-1 i 2-2 необов'язково сшвпадають з ф1зичними гра-

ницями оломонта, як цо допускаеться при розгляд1 НВЧ вузл1в f ]. 1ндуктивносп Lc пов'язаш з про-пканням струму вздовж гранищ роздшу сокщй резонатора, а емшеть Сс вщображае накоиичення заряду на гребонях ХЩЛ в pafioni iie'i. Розрахунки показують, що вхщиа провщшеть лпш довжииою 11 в площиш стику сокщй па частотах виникнення полюсу с емшеною, яка сумуеться з провщшетю емносп Сс i разом з шдуктпвшетю Lc утворюе послщовннй контур, що шунтус jriiiiio передач!. Вн-ходячи з сказаного, здавалося б, що, збшынуючи довжину li, можна необмежено зменшувати частоту виникнення полюсу. Разом з тим, розрахунки показу ють, що розглядувана скв1валентна схема носить яккний характер, а показана на nifi шдуктившеть Lc не е сталою, а змшюеться при 3Mini частоти. Це призводить до того, що заложшеть частоти полюса В1д довжипи 11 не монотонна, а мае мшмум. От-же, збшынуючи довжину /i частоту полюса суттево змоншнтн не вдасться. У якосп шдтвердження роз-глянутого мехашзму вплпву на частоту полюса на рис. 4 штрих-пунктирною лпияо зображоно характеристику оломонта, в гребеш ХЩЛ якого над i шд пцлиною завширшки wi=150 ^м впконано два прямокутш пази розьпрами 400x400 ^м, яи збшь-шують протяжшеть шляху струму вздовж гробеия ХЩЛ i, вадповадно, збшынують величину шдуктив-HOCTi Lc. KpiM того, з цього ж рисунку видно,

що значно зменшити частоту полюса можна та-

i

цой шлях швидко досягас технолопчних обмежонь. Зменшоння ширини пцлини також значно noripinye власну добротшеть резонатора, що негативно впли-вас на piBOiib втрат роалышх фшьтр1в у смуз1 частот пропускания.

Таким чипом, причиною виникнення полюса характеристики робочого загасання е. резонанс, який виникае у низькоомнш частиш SIR. Оскшьки частота полюсу слабо заложить в1д довжини низькоомно! частини сокщ1 резонатора, вона повинна бути обра-иа, виходячи виключио з хйркувань максимального рознесоння частот основного i першого вищого TiiniB резонансу SIR. При цьому деякого перестроювання частоти полюсу можна досягнути шляхом змши ширини пцлини низькоомно! сокцп, або шляхом розмь щення додаткових коротких пцлин у гребонях ХЩЛ на гранищ з високоомною сокщяо резонатора.

2 Синтез хвилеводно-планарного фшьтра на резонаторах 3i стушнчастою змшою iMne-дансу

Синтезу фшьтр1в на резонаторах 3i стушнчастою зм1ною 1мпедансу було ирисвячоно значну кшьккть po6iT [6 12]. Проблеми, яш виникають при

розробщ методики синтезу хвилеводно-иланарних 8ГО.-фшьтр1в, зручно ирошюструвати на конкретному приклацц топологи дворезонаторного фшьтра, зображсно! на рис. 6.

Рис. 6. Тополоия дворезонаторного хвилеводно-планарного БГО.-фшьтра

Зпдно з традищйним формулюванням задачь в результат! синтезу мають бути знайдеш розм1ри се-кцш резонатор1в 1\ 1 12, а також розьйри елеменпв 1х зв'язку з зовшшшми лшями \ мЬк собою,

вщиовщно. Оскшьки за вимогою максимального рознесення резонансних частот високоомна сокщя мае бути набагато коротшою за низькоомну (тобто, вщповщно, значно мошною \ за довжину хвшп), нео-днорщносп з розьйром в2 вже не можуть вважатнея 1зольованими вщ границь секщй розонатор1в. Це ставить шд сумшв можливкть застосування стандартно! процедури синтезу, оскшьки, зпдно з нею, вй елементи топологи фшьтра мають знаходитися незалежно. Запропонований в дашй стати метод полягае в такШ трансформаций представления скла-дових фшьтра, при яшй резонатор складався б з однорщно! лшп передач!, а близько розташоваш не-однорщносп увШшли б до складу швертор1в опору. Така трансформащя чотирьохрезонаторного фшьтра, показана на рис. 7.

Рис. 8. Неоднорщносп фшьтра, яш потребують зна-ходження 1х в - матриць

Обчислення можуть бути виконаш аналиично, як, наприклад, у [13], або в одному з пакетав програм олоктродинам1чного моделювання. В подальшому, як вщзначалось рашше, синтез фшьтр1в проводиться зпдно методики, викладоно! в [3,4] \ побудова-ио1 на використанш швертор1в ировщность Оскшь-ки для розрахунку коофшдеттв шворси нообхщно знания нормовано! крутизни реактивних ировщно-стей розонатор1в у виглядо секщй ХЩЛ з неведомою довжиною /1, у нульовому наближенш щ довжини

приймаються р1вними чворп довжини хвиль для

■к

яких зазначеш параметри ведом11 ртш —. Ведиовед-но з1 зиайдеиими коофщентами шворси знаходяться моду.ш коофшдеттв ведбиття вщ формуючих резонатор неоднорвдностей (рис. 8), а за результатами електродинашчного анэипзу — !х розьйри. Довжи-на г-го ХЩЛ-резонатора 1ц у першому наближенш знаходиться з умови резонансу

Рп=2

(«) , (»+1) п! + П! )

(1)

де @ •

- фазова стала в шш резонатора, а ^1г1+1)

Рис. 7. Результата трансформаций представления складових хвилеводио-плаиарного БГО.-фшьтра

Видно, що зпдно з таким представлениям тепер резонатор являе собою секщю однорщно! лип! (ХЩЛ), обможону двома реактивними неоднорщностями з матрицями розетяння 511 в2. Задля стислоста в подальшому такий резонатор називаеться ХЩЛ-резонатором. Таким чином, тепер принципово процедура синтезу може бути зводона до вщомо! [3]. Для розрахунку фшьтра при цьому будуть пещлбш, в залежносп вщ кшькоста рсзонатор1в у фшьтрь результати розрахуншв матриць розаяння оломон-пв зв'язку хйж ХЩЛ-резонаторами, зображоних на рис. 8а, 86, 1 матриць розетяння кшцевих елементав фшьтра типу зображоних на рис. 8в, 8г.

фази коефщеттв вщбиття вщ формуючих неодно-рщностей, обчислсш з боку лип! резонатора. Для подалыних обчислень крутизна провщносп знахо-дилася з модел1 ХЩЛ-резонатора, зображено! на рис. 9.

Рис. 9. ХЩЛ-резонатор 1 його екв1валентна схема

г

в

Зпдно з щяо моделлю маемо, що

де 5— 1 ~Й — 1мианси справа 1 зл1ва площини 1-1. Звщси, виходячи з визначення параметра крутизни провщносп [4]

Ь

1 дВ

А0 — А0

2Хд0 д (1/Ар)

де В = 5— + ~Й, а Адо — довжина хват в ХЩЛ на розонанешй частот, легко знаходимо, що

1

ь=ю

о

2

*-1-уд д

А

до

4Адо д/

(2)

де Уд — групова швидшеть хвшл у ХЩЛ.

На рис. 10 зображош типов1 залежносп фаз коофь

щятв вщбиття. обчислоних з1 сторони ХЩЛ. для . .. (1) . •• (2) ■ Л1В01 1 право1 В1ДПОВ1ДНО до рис. , границь

ХЩЛ в залежносп вщ частоти. ср, град.

180 160 140 120 100 80 60 40 20 0 -20

И (2) Г11

т( 1) /п

Ъг = --к —

АдО

Уд ±

4Адо д/

( (¿) , (г+1) (^1 1) + 1 )

При реалышх розрахунках похщна обчислюеться через скшчонш р1знищ. Знания величин (3) дозво-ляе обчислити нов1 значения коофщятв игоорсп,

нов1 коофщенти вщбиття \ розм1ри неоднорщно-

стей, а знайдош фази коофщятв вщбиття вщ них —

зпдно з (1). Розрахунки показують, що такий иора-щйний ироцес швидко сходиться. Для прикладу тут розглянутий синтез чотирьохрозонаторного фшь-тра Чебишова з1 смугою частот пропускания вщ /тг„^ОТц до /т аж = 31ГГц 1 р1внем зворотпих втрат в цш смуз1 Ьг = 13,5 дБ. В1дпов1дно до вимог злачного рознесення резонансних частот, обираемо 12 = 0,5 мм для вах резонатор1в, параметри шдкла-динки \ розхйри хвиловодно! камори таш ж, як на рис. 2. Тополоия фшьтра зображена на рис. 11. В табл. 1 наводош розхйри оломонтв топологи фшь-тра, отримаш в результат! синтезу та в результат! !х опттпзаци. На рис. 12, 13 представлен! результата симуляци частотно! залежноста робочого загасання синтезованого (суцшьна крива) та опттизованого фшьтра (штрихова крива). Видно, що зеув центрально! частоти синтезованого фшьтра становить 0,35 %, вщхилоння ширини смуги частот пропускания вщ задано! порядку 0,1 %, а значна вщмшшеть р1вня пульсащй (1 дБ замшть 0,2 дБ зпдно вимог до фшьтра) вимагала опттпзаци розм1р1в, яка однак була виконана швидко у зв'язку з хорошим набли-женням, отриманим в результат! синтезу.

28 29 30 31 32 33 34 35 £ ГГц

Рис. 10. Заложшсть фаз коофщентав вщбиття вщ частоти.

в1 = 4мм, ^ = 200^м (вщповщно до рис. ), параметри шдкладинки \ розм1ри хвнлеводно! камерн п ж сами що для рис. 2

Видно, що для розглядуваного резонатора у новому представленш фаза коефщента вщбиття уЦ близь-ка до 180% а уЦ — до 0°. Отже, як \ вщм1чалося, в поршому наближонш цей резонатор с чвортьхви-льовий. Вважаючи, що в сшввщношенш (2) уЦ к 0, для значения нормованого параметра крутизни провщносп г-го резонатора остаточно маемо:

Рис. 12. Результата симуляци частотно! заложносп робочого загасання синтезованого фшьтра

(3)

/> ГГц

Рис. 13. Результати симуляци частотно! залежносп робочого загасання синтезованого фшьтра в широки! смуз1 частот

сов

W1

W2

: 1 1

1 ;

S1 h ¡2 S2 h It S3 ¡4 1з S2 h h SI

7-Ъ

Рис. 11. Тополопя чотирьохрезонаторного SIR-фшьтра Табл. 1 Po3MÍpn елементав тополои! фшьтра, отримаш в результат! синтезу та в результат! i'x оиттизацИ

Po3MÍp, MM Si S2 S3 li — I4 h 1з Wi

Результати синтезу 0,3334 1,2047 1,6569 0,5 2,5561 2,5561 0,4

Результати опттпзацп' 0,3800 1,0652 1,8469 0,5 2,5561 2,4102 0,4

Вщмиимо також, що зазначоно вщхилоння характеристики поясшосться частотною заложшетю фор-муючих резонатор нооднорщностей. яка проявляс-ться у зв'язку з наявшетю полюса загасання. Розра-хунки показують. що розб1жносп зменшуються для фшьтр1в з бшын низькою центральною частотою.

3 Вплив втрат на характеристики хвилеводно-планарних SIR-(J>mbTpÍB

Нозначна добротшеть рсзонатор1в, до складу яких входить секщя ХЩЛ, може поставити шд питания можлившть практичного внкорнстан-ня розглядуваних фшьтр1в в склад1 ириймалыго-породавалышх иристроТв мЫмстрового д1апазону довжин хвиль. Добре ведомо [14]. що власна добро-TiiicTb резонатор1в на вщлзках однорвдних ХЩЛ швидко иадас з частотою i 3Í зменшенням ширини щшшш jiiiii'i. Ведомо також. що втиряш значения добротносп значно moiihií за теоретичш, розрахо-Bani на 6a3Í пасиортних значень иараметр1в д1еле-ктричних педкладинок метал1зованих патморних матер1ал1в [15]. В зв'язку з цим у дашй робой власна добротшеть SIR була втпряна бозпосородньо. Результати втпрювань добротноста резонатор1в з р1зними ширинами щшн w\ ХЩЛ-секщй наведеш у табл. 2.

Це — очшуваний результат, який ио-р1зному проявляешься у pÍ3iiiix за тоиолоиею иланарних иристроях i поясшоеться технолоиею виготовлен-ня метал1зованих шгмпмерних матер1ал1в. Результати втпрювання частотно! характеристики розра-хованого чотирьохрезонаторного фшьтра з оптимь зованими po3MÍpaMii (табл. 2) зображош точками на рис. 14. Тут же представлен! два результати симуляцй' характеристик цього фшьтра, при ви-KOiiainii яких BiiKopiiCTani значения тангенсу кута втрат д1електрика tan S = 0,0009 (иаспортне значения), крива 1, i значения tan ¿ = 0,005, крива 2. Останшй результат добре збкаеться з результатами BiiMipiOBaiib. В цшому ж можна стверджувати,

що за сукупшстю характеристик заиропонований фшьтр ведиоведае вимогам, яш зазвичай висуваю-ться до втрат фшьтр1в приймальио-передавалышх пристро1в мшмотрового д1аиазону довжин хвиль.

\S21\, дБ -0,4

-0,8 -1,2 -1,6 -2 -2,4 -2

(T)

V A r\ Л •

Щ

28,6 29 29,4 29,8 30,2 30,6 31 f, ГГц

Рис. 14. Експоримонтальна та розрахована частотна характеристика чотирьохрезонаторного фшьтра

Висновки

Значно покращення солективних характеристик хвилеводно-иланарного SIR-фшьтра nopiBiraiio з традицшними хвиловодно-иланарними фшьтрами на однорвдних резонаторах в значшй Mipi пов'язане з полюсом характеристики загасання у смуз1 частот неиропускання фшьтра. З'ясовано, що вини-кнення зазначоного полюса зумовлено резонансною поведшкою одного з елементав резонатора фшь-тра, який м1стить його низькоомну частину. Та-ка особлив1сть дае змогу, в значшй Mipi, незало-жно налаштовувати резонансну частоту резонатора i частоту виникнення полюса характеристики його загасання. Запропонована методика прямого синтезу фшьтра гаранту?: отримання розм1р1в його елементав, яш становлять хорошо наближення до оптималышх. Експеримонтально отримаш значения власно! добротноста SIR pi3iio'i тополои! у восьмимь л1метровому д1апазош довжин хвиль. Щ значения виявилися достатньо високими для иобудови смуго-пропускаючих хвилеводно-планарних 8ГО.-фшьтр1в з ннзькнм piBiiOM втрат.

Табл. 2 Добротшсть резонатор1в з р1зними ширинами ицлин wi ХЩЛ-секщй

№ Wl, я-м Резонансна частота, ГГц Qo, вшшряне значения Q0, результат симуляци

1 150 30,792 308 332

2 200 30,43 371 386

3 500 30,26 459 557

Перелж посилань

1. Omolianonko М. E-plane Stoppod-lmpodanco Bandpass Filter with Wide Stopband / M. Omolianonko, T. Romanenko // IEEE 40th International Conference on Electronics and Nanotechnology (ELNANO), Kyiv, Ukraine. 2020. pp. 838-841.

2. Omolianonko M. Yu. Stopband Characteristics Improvement of Waveguide Planar E-plano Filters / M. Yu. Omolianonko, Т. V. Romanenko, S. Ya. Zhuk & O. V. Turieieva // Radiooloctronics and Communications Systems. 2021. Vol. 64, Iss. 2, pp. 53 63.

3. Маттей Д. Л. Фильтры СВ4, согласующие цеии и цоии связи / Д. Л. Маттей, Л. Яш1, Е. М. Т. Джойс // Связь. 1971. 438 с.

4. Омельяиеико М. Ю. Синтез интегральных фильтров иа основе части чио-заиолиоииых волноводов / М. Ю. Омельяиеико, В. 11. Дымбал // Радиоэлектроника. 1984. № о, С. 65 - 69.

5. Лльтмаи Дж. Л. Устройства сверхвысоких частот / Дж.Л. Лльтмаи // «Мир», Москва. 1968. 487 с.

6. Makimoto М. Bandpass Filters Using Parallel Coupled Strip-Line Stepped Impedance Resonators / M. Makimoto, S. Yamashita // 1980 IEEE MTT-S International Microwave symposium Digest, Washington, DC, USA. 1980. pp. 141 - 143.

7. Chen Y. Л Compact Step-Impedance Combline Filter With Symmetric Insertion-Loss Response and Wide Stopband Range / Y. Chen, S. Chang, C. Chang, T. Hong, W. Lo // 2006 IEEE MTT-S International Microwave Symposium Digest, San Francisco, СЛ. 2006. pp. 1209 - 1212.

8. Bukuru D. Compact Quad-Band Bandpass Filter Using Quad-Mode Stepped Impedance Resonator and Multiple Coupling Circuits / D. Bukuru, K. Song, F. Zhang, Y. Zhu, M. Fan // IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques. 2017. Vol. 65, Iss. 3, pp. 783 - 791.

9. Bohra H. Microstrip Wideband Bandpass Filters Using Step Impedance Resonator Techniques / H. Bohra, M. Bohra // 2019 International journal of scientilic & technology research. 2019. Vol. 8, Iss. 12, pp. 1436 1441.

10. Liu L. Л Miniaturized Wideband Bandpass Filter Using Quarter-Wavelength Stoppod-lmpodanco Resonators / L. Liu, P. Zhang, M.-H. Wong, C.-Y. Iteu, R,-Y. Yang // Electronics. 2019. Vol. 8, Iss. 12, P. 1540.

11. Min X.-L. Design of Bandpass Filter with High Selectivity Using Stepped Impedance Resonator / X.-L. Min, H." Zhang, T.Zhong, Q. Chen // 2016 Advances in Computer Science Research, 3rd International Conference on Wireless Communication and Sensor Networks (WCSN 2016). 2016. Vol. 44, pp. 199 - 202.

12. Bukuru D. Compact dual-band bandpass lilter using open stub-loaded stepped impedance resonator with cross-slots / D. Bukuru, K. Song, F. Zhang // International Journal of Microwave and Wireless Technologies. 2017. Vol. 9, Iss. 2, pp. 269 274.

13. Omar A. S. Filter Realizations with Fin-Lines / A. S. Omar, H. El Hennawy, K. Schoneman // 1983 IEEE MTT-S International Microwave Symposium Digest, Boston, MA, USA. 1983. pp. 160 - 162.

14. Olley C. Currents and conduction losses in unilateral iinline / C. Olley, T. Rozzi // IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques. 1988. Vol. 36, Iss. 1, pp. 86 95.

15. Kuroki F. Loss Reduction Technique of Printed Transmission Line at Millimeter-Wave Frequency / F. Kuroki, R. Tamaru, R. Masumoto, K. Miyamoto // 2007 1EEE/MTT-S International Microwave Symposium, Honolulu, HI. 2007. pp. 1671 - 1674.

References

[1] Omolianonko M, Romanenko T. (2020). E-plano Stoppod-lmpodanco Bandpass Filter with Wide Stopband. IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, Vol. 64, Iss. 11, pp. 3568-3579. DOl: 10.1109/ELN AN 050318.2020.9088888.

[2] Omolianonko M. Yu., Romanenko T. V., ZhukS. Ya. & Turieieva O. V. (2021). Stopband Characteristics Improvement of Waveguide Planar E-plano Filters. Radioele.ctroni.es and Communications Systems, Vol. 64, Iss. 2, pp. 53 63. DOl: https://doi.org/10.3103/S0735272721020011.

[31 Matthaei C. L„ Young L„ Jones E. N. T. (1971). Microwave Filters, Impedance-Matching Networks, And Coupling Structures. lzdatel:stvo "Svvaz", Moscow, 438 p. [In Russian].

[4] Omoi'vanonko M. Yu., Cymbal V. 1. (1984). Synthesis of integral lilters based on partially lilled waveguides [Si-ntez integral:nyh lil:trov na osnove chastichno-zapolnennyh volnovodov]. Radi.oelektroni.ka, Vol. 5, pp. 65-69. [In Russian].

[5] Altman J. L. (1968). Microwave circuits. lzdatol:stvo "Mir', Moscow, 487 p. [In Russian].

[6] Makimoto M, Yamashita S. (1980). Bandpass Filters Using Parallel Coupled Strip-Line Stepped Impedance Resonators. 1980 IEEE MTT-S International Microwave symposium Digest, pp. 141-143. DOl: 10.1109/MWSYM.1980.1124210.

[7] Chen Y., Chang S„ Chang C., Hong T., Lo. W. (2006). A Compact Step-Impedance Combline Filter With Symmetric Insertion-Loss Response and Wide Stopband Range. 2006 IEEE MTT-S International Microwave Symposium Digest, pp. 1209-1212. DOl: 10.1109/MWSYM.2006.249427.

[8] Bukuru D., Song K„ Zhang F„ Zhu Y„ Fan. M. (2017). Compact Quad-Band Bandpass Filter Using Quad-Mode Stepped Impedance Resonator and Multiple Coupling Circuits. IEEE Transactions on Microwave. Theory and Techniques, Vol. 65, Iss. 3, pp. 783-791. DOl: 10.1109/TMTT.2016.2638814.

[9] Bohra H., Bohra M. (2019). Microstrip Wideband Bandpass Filters Using Step Impedance Resonator Techniques. International journal of scientific в technology research, Vol. 8, Iss. 12, pp. 1436 1441.

[101 Liu L., Zhang P., Weng M.-H., Tsai C.-Y., Yang R.-Y. (2019). Л Miniaturized Wideband Bandpass Filter Using Quarter-Wavelength Stepped-lmpedance Resonators. IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, Vol. 8, Iss. 12, pp. 1540. DOl: 10.3390/electronics8121540.

[11] Min X.-L., Zhang H„ Zhong Т., Chen Q. (2016). Design of Bandpass Filter with High Selectivity Using Stepped Impedance Resonator. Advances in Computer Science Research, 3rd International Conference on Wireless Communication and Sensor Networks, Vol. 44, pp. 199202. DOl: 10.2991/icwcsn-16.2017.44

[12] Bukuru D., Song K., Zhang F. (2017). Compact dual-band bandpass lilter using open stub-loaded stepped impedance resonator with cross-slots. International .Journal of Microwave and Wireless Technologies, Vol. 9, Iss. 2, pp. 269 274. DOl: 10.1017/S1759078715001786.

[13] Omar Л. S., Hennawy H. El, Schonemann K. (1983). Filter Realizations with Fin-Lines. 1983 IEEE MTT-S International Microwave Symposium Digest, pp. 160-162. DOl: 10.1109/MWSYM.1983.1130843.

[14] Olley C., Rozzi T. (1988). Currents and conduction losses in unilateral iinline. IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, Vol. 36, Iss. 1, pp. 86-95. DOl: 10.1109/22.3485.

[15] Kuroki F., Tamaru R., Masumoto R., Miyamoto K. (2007). Loss Reduction Technique of Printed Transmission Line at Millimeter-Wave Frequency. 2007 IEEE/MTT-S International Microwave Symposium, pp. 1671-1674. DOl: 10.1109/MWSYM.2007.380027.

Синтез волноводно-планарных фильтров на резонаторах со ступенчатым изменением импеданса

Омельяненко М. Ю., Романенко Т. В., Жук С. Я.

В работе представлены результаты разработки волповодпо-плапарпых фильтров па неоднородных резонаторах. недавно предложенных авторами. Тщательно исследована природа характерного для этих фильтров полюса характеристики затухания, который существенно улучшает селективные свойства в полосе частот заграждения. Выявлены факторы, влияющие па частоту указанного полюса. В работе изложена предложенная методика прямого синтеза фильтра,которая позволяет получить размеры элементов топологии, которые, в худшем случае, требуют .лишь незначительных изменений в процедуре их оптимизации. Подробно исследовано влияние потерь па характеристики фильтра, для чего

измерена добротность его резонаторов в восьмимиллиметровом диапазоне длин волп. Согласно расчетам был изготовлен и исследован чотирьохрезопаторпий фильтр с центральной частотой f0 = 30 ГГц и полосой частот пропускания Дf = 2 ГГц. Измеренные характеристики фильтра удовлетворительно совпадают с результатами симуляции его характеристики. При этом потери в полосе частот пропускания не превышают 1 дБ величину, которая всего на 0,4^0,5дБ превышает потери аналогичного фильтра па однородных резонаторах. В целом, полученные в работе результаты показывают, что этот новый класс волповодпо-плапарпых фильтров с успехом может заменить известные фильтры волповодпо-плапарпой конструкции в тех случаях, когда необходимо существенно (до 30 %) уменьшить их размеры и улучшить селективные свойства путем значительного расширения полосы частот заграждения и увеличения внесенного в пей затухания.

Ключевые слова: полоспо-пропускающие фильтры: миллиметровый диапазон: гибридпо-иптегральпые схемы СВЧ: резонаторы со ступенчатым изменением импеданса

Synthesis of Waveguide-Planar Filters on Stepped-lmpedance Resonators

Omelianenko M. Yu., Romanenko Т. V., Zhuk S. Ya.

The paper presents the results of the development of E-plane filters with inliomogeneous resonators, proposed by the authors recently. The characteristic of the proposed filters demonstrates the attenuation poles, which significantly improves selective properties in st.opband. The nature and behavior of it has been carefully discussed. The paper also presents the proposed method of direct filter synthesis, which allows to obtain the dimensions of the elements of the topology which, in the worst case, require only minor changes in the procedure of their optimization. The influence of losses on the characteristics of the filter was researched in detail. For this purpose the quality factor of filter resonators was measured in the eight-millimeter wavelength range. According to the calculations, a four-cavity filter with a central frequency fo = 30 GHz and a bandwidth of Дf = 2 GHz was manufactured and measured. The measured characteristics of the filter satisfactorily coincide with the results of simulation of its characteristics. The losses in the bandwidth do not exceed 1 dB - a value that is only 0.4^0.5 dB higher than the loss of a similar filter with homogeneous resonators. In general, the results obtained in this work show that this new class of E-plane filters can successfully replace the known E-plane filters in cases where the significant (up to 30 %) reducing of their size and improvement of the selective properties is necessary. The use of proposed filters guarantees the by significant expanding of the st.opband and increasing of the attenuation in it.

Key words: bandpass filters: millimeter waves: microwave hybrid integrated circuits: stepped-impedance resonators