CC BY
3
Visnyk N'l'UU KP1 Seriia Radiolekhnika tiadioaparatobuduummia, "2019, Iss. 79, pp. 16—23
УДК 621.372.543
Метод расширения полосы заграждения гребенчатых фильтров
Литвинцев С. Н., Захаров А. В.
Национальный технический университет Украины "Киевский политехнический институт имени Игоря Сикорского"
E-mail: Lil.vinl.ecv.Scrgii&LLL.kpi.ua
В статье предложен новый метод расширения полосы заграждения гребенчатых полоспо-пропускающнх фильтров (ППФ), содержащих резонаторы из отрезков лилий передачи четвертьволновой длины, один конец которых короткозамкнут. Четвертьволновые (А/4) резонаторы ориентированы в одном направлении и расположены параллельно друг другу без взаимного смещения. Недостатком таких ППФ является множество паразитных полос пропускания и недостаточно широкая полоса заграждения. расположенная между основной и первой паразитной полосами пропускания. Предложенный метод осповап па особенностях входных функций четвертьволновых резонаторов при различных координатах подключения к этим резонаторам. Для получения широкой полосы заграждения последовательно устранены паразитные полосы пропускания, связанные с высшими (паразитными) резонансными частотами 3/0, 5/0, 7/о и т.д. Для этого резонаторы соединяются между собой в особых точках, расположенных па определенном удалении от короткозамкнутых концов А/4 резонаторов. С помощью предложенного метода возможно подавить значительное число паразитных полос пропускания в гребенчатых ППФ с четвертьволновыми резонаторами и сделать полосу заграждения достаточно широкой. В статье осуществлено построение гребенчатого фильтра с индуктивными связями между резонаторами, а также между крайними резонаторами и нагрузкой. Однако предложенный метод позволяет использовать и другие связи между резонаторами. Приведены данные компьютерного моделирования частотных характеристик. Установлено, что при увеличении порядка п симметричного ППФ увеличивается отношение R резонансной частоты первой неподавленной (паразитной) полосы пропускания к резонансной частоте основной полосы пропускания: при п = 3 получаем R = 11; при п = 4, R = п = 5, R = 17 и т.д.
Ключевые слова: входная проводимость: резонансные частоты: аптирезопапспые частоты: параметр крутизны проводимости: полоспо-пропускающий фильтр: полоса заграждения
DOI: 10.20535/RADAP.2019.79.16-23
Введение
Полосно-пропускающие фильтры (ППФ) используются во многих радиотехнических устройствах [1]. Интерес к ним существует и в настоящее время в связи с возможностью ППФ работать при высоких токах нагрузки [2]. Еще одним преимуществом планарных ППФ является возможность достижения миниатюрных размеров [3].
Как известно. ППФ из отрезков линий передачи обладают множеством полос пропускания. Это обусловлено тем. что резонаторы на основе передающих длинных линий обладают рядом резонансных частот fn, п = 0, 1, 2, .... Полоса пропускания. обусловленная низшей резонансной частотой /о, называется основной, а остальные полосы пропускания ППФ принято называть паразитными. Частотный интервал между основной полосой пропускания и первой паразитной полосой пропускания, связанной с резонансной частотой Д, принято
называть полосой заграждения. Чем шире полоса заграждения, тем лучше.
Учитывая важность обеспечения широкой полосы заграждения, ранее разработано несколько методов расширения этой полосы. Наиболее распространенный подход основан на удалении друг от друга резонансных частот /0 и f1 [ - ]. Это приводит к увеличению частотного интервала между этими резонансными частотами и к расширению полосы заграждения фильтра. Принято говорить, что резонаторы с указанным свойством обладают «разряженным спектром» резонансных частот.
К наиболее распространенным методам разряжения спектра частот относятся следующие: использование ступеичато-импедансных резонаторов SIR (stepped impedance resonator) четвертьволнового типа [4], SIR полуволнового типа [5], кольцевых резонаторов [7]. Кроме того применяются различные режимы работы фильтров: балансный [8], дифференциальный [9]. Также используются ре-
В( ш)
I
ф
1 к >4
ф
Z 0 1 Г 1
(а)
7
(б)
Рис. 1. Четвертьволновый резонатор при различных вариантах подключения: схематическое изображение (о) и траектории движения полюсов входной проводимости В(ш) (б).
зонаторы. один конец которых короткозамкнут. а другой нагружен конденсатором С с большим значением емкости [ ] — чем больше С, тем больше отношение /1//0.
В [10 13] развит метод расширения полосы заграждения ППФ. основанный на подавлении первой паразитной полосы пропускания, связанной с резо-1
лю коэффициента связи между резонаторами К1 =
0 та первой паразитной резонансной частоте /1. Еще один метод основан на подключении к планарным ППФ (микрополосковым и полосковым) одного или двух фильтров нижних частот [14].
1 Постановка задачи
Заметим, что ни один из перечисленных выше методов расширения полосы заграждения не имеет явного преимущества по сравнению с другими методами. Представляется целесообразным создание новых методов расширения полосы заграждения ППФ. которые окажутся полезными для практического применения.
Цель данной статьи заключается в создании нового метода расширения полосы заграждения в гребенчатых ППФ. Эти фильтры являются наиболее компактными, они содержат четвертьволновые резонаторы. которые расположены параллельно друг другу н ориентированы в одном направлении. Метод основан на особенностях входных функций А/4 резонаторов при различных координатах подключения к ним.
2 Особенности входных функций А/4 резонаторов при произвольном подключении
Без ущерба для общности далее будем пренебрегать диссипативными потерями. При отсутствии по-
терь входная проводимость резонаторов В(ш) является реактивной функцией с чередующимися резонансными шоп и антирезонансными шр„ частотами. Частоты ш0п и шрп также называют критическими. На резонансных частотах входная проводимость равна нулю В(ш0п) = 0, а антирезонансные частоты шр„ являются полюсами входной проводимости В(шр„) = ±то. Поскольку, с этими частотами связаны полосы пропускания и полюсы бесконечного затухания (нули передачи) ППФ. то расположение этих критических частот представляет интерес при построении фильтров.
А
резонаторов относятся друг к другу как нечетные числа. При этом, антирезонансные частоты, при традиционном подключении к резонатору со стороны разомкнутого конца, относятся друг к другу как четные числа. Однако традиционное представление нарушается, если использовать различные вариан-
А
Ниже проведен анализ распределения критиче-
В( ш)
тьволновых резонаторов при различных вариантах подключения к ним.
На рис. 1ц показан четвертьволновый резонатор длиной Ь с характеристическим сопротивлением Zо ■ Точка, в которой контролируется входная проводи-В( ш)
ткозамкнутого конца резонатора. Для этого случая запишем выражение для входной проводимости:
В(ш) = Z—1
- ■*(£) Ч ^)
=
1
соб
№
Бт (соб
о(Ь-1)
В(ш) = Z—1 [- с^(£0) + tg((1 - 00)] =
= - V
СОБ в
8т(^)со8((1 - £)0)'
= ш Ь
0
3
5
9
V
18
Литвшщов С. Н., Захаров Л. В.
волны в линии передачи, £ = 1/Ь — нормированная координата точки подключения (0 < £ < 1).
Резонансным частотам шоп соответствует множество резонансных электрических длин 9оп- Если известны значения 9оп, то известны значения шоп, и наоборот. Для этого, приравнивая нулю числитель (1) определяем электрические длины при резонансе:
0о„ = 2(2« +1).
(2)
Низшую резонансную частоту (п = 0) принято называть основной, и для нее имеем воо = эт/2 и ^оо = (■^/2)(v/L). Остадьные резонансные частоты ^о1 = З^оо, ^о2 = 5^оо, ..., относятся друг к другу как нечетные числа.
Резонансные частоты рассматриваемого резонатора не зависят от координаты £ расположения входа, они такие же, как и при традиционном подключении к резонатору, соответствующему значению £ =1.
Антирезонансным частотам этого резонатора wpnj п = 1, 2, ..., соответствуют антирезонансные электрические длины 0рп, которые можно определить приравняв нулю знаменатель (1):
sin(£0p„)=O, cos[(1 - е)^„]=0.
Из (3) получаем:
й = — П = е ,
^Р " =
(2та + 1)(эт/2)
i - е ■
(3)
(4)
На рис. 16 стрелками показано приближение двух антирезонансных частот к резонансной частоте шо1 при £ ^ 2/3 со стороны меньших значений. При £ =2/3 устраняется резонансная частота ^о1 = 3^оо. Чтобы устранить следующую резонансную частоту ^о2 = 5^оо можно использовать две координаты подключения £ =2/5 и £ = 4/5. Подавление = 7^оо происходит при трех координатах подключения £ = 2/7, 4/7, 6/7. В общем случае резонансная частота (2п+ 1)^оо будет устранена при п различных значениях координаты £: 2/(2п+ 1), 4/(2п+ 1), ..., 2п/(2п+ 1). В рассматриваемом резонаторе нельзя подавить только основную резонансную частоту.
3 Параметр крутизны проводимости и коэффициент связи
Важной характеристикой любого резонатора является параметр крутизны реактивной проводимости Ъп [ ], который определяет угол наклона реактивной проводимости В(ш) па резонансной частоте ^о„:
, = а в
Ьп = 2 Аш
(5)
Траектории движения антирезонансных частот шрп в зависимости от нормированной координаты £ подключения к резонатору (4) показаны на рис. 16. Точки пересечения кривых (рис. 16) с произвольной горизонтальной прямой (0 < £ < 1) соответствуют антирезонансным частотам резонатора при координате подключения £.
Нумерация антнрезонансных частот в (4) является чисто условной. Приняв в левом равенстве (4) п = 1, получим траекторию движения антирезонансной частоты 0р = которая отображена крайней левой кривой, идущей сверху-вниз. При значениях £ € (2/3; 1] эта частота является низшей шро. При 2/3 > £ > 2/5 ее порядковый номер увеличивается па единицу шр 1. При дальнейшем уменьшении £ (2/5 > £ > 2/7) произойдет следующее увеличение порядкового номера шр2 и т.д.
Зависимость на рис. 16 показывает, что вдоль длины резонатора Ь существуют особые точки, с определенными значениями £, подключение к которым приводит к исчезновению некоторых резонансных частот. В этих точках две антирезонансные частоты сливаются с резонансной частотой, одна из них компенсирует резонансную частоту, а другая становится на ее место. В результате этого резонансная частота исчезает, а ее место занимает антирезонансная частота.
Параметр крутизны Ъп широко используется при построении ППФ. Он определяет коэффициент электромагнитной связи К между двумя резонаторами и внешнюю (external) добротность Qe крайних резонаторов фильтра, от которой зависит согласование ППФ с нагрузками. Параметр Ьп также определяет ненагруженную (собственную) добротность резонатора при наличии в нем диссипативных потерь. Сведения в литературе о параметре Ьп весьма ограничены. Так, для рассматриваемого резонатора известно только то, что на основной резонансной частоте ^оо и при £ = 1 значение Ьо = эт/(4^о). Поэтому, целесообразно рассмотреть параметр Ьп при различных значениях £, как для основной, так и для других резонансных частот.
Используя определение (5) и (2), получим общее выражение параметра крутизны резонатора (рис. о) для любой резонансной частоты ^о„:
Ъп =
2п + 1
4^о sin2[(2n +1)(V2)£]
(6)
Если £ = 1, то из ( ) иолу чаем Ьп = (2п+ 1 )^/(4^о), т.е. параметр крутизны увеличивается при переходе к более высоким резонансным частотам.
На основной резонансной частоте ^оо значение п = 0 и выражение ( ) принимает вид:
Ьо =
1
4^о sin2[(V2)£]'
(7)
Выражение ( ) показывает, что Ьо увеличивается по мере уменьшения £. При £ = 0 значен ие Ьо = то.
■к
■к
0 = 0( )
=
На следующей резонансной частоте ш01 значение п = 1 и выражение ( ) принимает вид:
h
3
4 Zq sin2 [3(^/2)0
(8)
Функция &1 = &1 (¿;), определенная выражением ( ),
=
=
п =
параметра крутизны проводимости Ь2 = Ь2(£), па резонансной частоте ш02 от нормированной координаты £. Функция Ъ-2 = Ъ-2 (£) имеет три вертикальные
= = =
обращается в бесконечность.
В общем случае зависимость параметра крутизны проводимости Ъп = Ь„(£), на резонансной частоте Ш0П будет иметь п асимптот с конечными
значениями £ = 2/(2п+ 1), 4/(2п+ 1), ..., 2п/(2п+
=
При подключении к этим точкам нет связи между двумя резонаторами, а также между резонатором и нагрузкой на частоте ш0п. Иными словами энергия не передается от одного резонатора к другому. а также от резонатора к нагрузке. Причиной этому служит условие Ъп = то. В рассматриваемом резонатора нельзя «устранить» только основную резонансную частоту.
«Устранение» резонансной частоты ш0п за счет особых точек подключения к резонатору автоматически приводит к подавлению паразитной полосы пропускания фильтра, связанной с этой частотой. Каждому типу колебаний с резонансной частотой ш0п соответствует определенное распределение амплитуд напряжения вдоль длины резонатора, в котором узлы и пучности чередуются между собой. Особые точки соответствуют узлам, в которых напряжение равно пулю и подключение к ним элементов связи не приводит к электромагнитной связи между резонаторами на частоте ш0п. Для получения широкой полосы заграждения в ППФ необходимо последовательно устранять паразитные полосы пропускания, обусловленные частотами Ш01, Ш02, Ш03 и т.д. Для этого надо последовательно использовать
2/5,4/5: 2/7, 4/7, 6/7: и т.д. В этом заключается предлагаемый метод расширения полосы заграждения гребенчатых фильтров.
4 Построение гребенчатого фильтра с широкой полосой заграждения
Осуществим построение симметричного гребенчатого фильтра третьего порядка, показанного на
рис. 2, и обладающего Чебышевской характеристикой затухания. Четвертьволновые резонаторы настроены на частоту fQ = 1 ГГц и имеют характеристическое сопротивление ZQ = 10 Ом. Зададимся параметрами фильтра: fQ = 1 ГГц, полоса пропускания (bandwidth) BW 50 МГц, относительная ширина полосы пропускания (fractional bandwidth) FBW = BW//Q = 0,05, пульсации в полосе пропускания L^r = 0,2 дБ, число резонаторов п = 3.
Port 1,
,,-rw-v
Port 2
Рис. 2. Гребенчатый симметричный ППФ третьего порядка с индуктивными связями.
В основе построения лежат классические формулы для вычисления коэффициентов связи и внешних добротностей крайних резонаторов [6]:
ГВ^¥
Кг, г+1
Qe 1 =
yj9i 9i+1 9Q 91
для г = 1, .
Qe 2 =
.. ,п — 1,
9п 9п+1
(9)
2
В выражениях (9) содержатся параметры прототипа фильтра нижних частот д0, д1,..., д„, дп+1,
п
ЬАг-
Для Ьаг = 0,2 дБ и п = 3 из таблиц [ ] выписыва-
0 = 1 =
д2 = 1,1525, дз = 1,2275, д4 = 1. Подставляя эти зна-(9), получаем:
Ki2 =К23 = 0,042 и Qei = Q
е2
Qe
24, 55.
Для обеспечения связей между резонаторами, а также для связи крайних резонаторов с нагрузками будем использовать индуктивности. В рассматриваемом ППФ для обеспечения широкой полосы заграждения использованы три различные координаты
=
(рис. 2). Нагрузки подключены через индуктивности Ь01 = Ь34 = Ь к координате £ = 2/3 крайних резонаторов. Это должно привести к подавлению первой паразитной полосы пропускания на частоте
3 /0. Индуктивности Ь12 = Ь2з подключены к ко-
=
привести к подавлению паразитных полос пропу-
0 0
значения указанных индуктивностей, осуществляющих связь.
Для выражения связи между резонаторами параллельного типа используется идеальный инвертор проводимости [ ], известный как 7 инвертер, который описывается матрицей АБСИ:
А В 0 ±1/jJ
С D . ^J 0
ж
L
L
L
L
■20
Litvintsov S. M., Zakharov Л. V.
Включение 7 инвертора между двумя резонаторами параллельного типа с параметрами крутизны проводимости Ь1 и Ь2 приводит к коэффициенту-связи К между этими резонаторами на резонансной частоте:
Если между резонаторами включена индуктивность Ь, то 7 =1/{ш0Ь) и из ( ) следует выражение для коэффициента индуктивной связи:
7
Kl
шоЬу/Ъ]Ъ2
Qe
2 /от«11 (/с )>
подавление нескольких паразитных полос пропускания на нечетных гармониках (2п + 1)/о кратных трем (3/0, 9/0, 15/0, 2 1/0 и т.д.). При уровне заграждения 40 дБ полоса заграждения рассматриваемого ППФ характеризуется отношением граничных частот /2//1 = 10,3/1,096 = 9,4 (рис. б).
О,
(И)
В нашем случае коэффициент связи Кь задан. Для определения величины Ь преобразуем выражение (11):
Полагая в ( ) £ = 2/5, определяем параметр крутизны резонатора Ь1 = 0,2273 в этой точке подключения. Для £ = 2/7 значение Ь2 = 0,4172. Подставляя Ьи Ъ2 в ( ), определяем, что значение Кц = К23 = 0,042 обеспечивается при Ь12 = 3 = 12,304 нГн.
Использование индуктивности Ь для подключения нагрузки к крайним резонаторам приводит к очень громоздким выражениям для вычисления внешней добротности Qe. В этом случае значения Qe удобно определять по результатам моделирования группового времени запаздывания параметра 511 для резонатора с односторонней нагрузкой [ ]. Для вычисления Qe используется выражение:
24,55
15,21
(13)
где ts11 (/0) [не] — время задержки на резонансной частоте /0 [ГГц], которое определяется с помощью компьютерного моделирования.
На рис. приведена зависимость Qe = Qe(L), построенная на основании формулы (13). Требуемое значение Qe = 24,55 обеспечивается при величине индуктивности L = 15,21 нГн.
Промоделированные частотные характеристики фильтра в узкой полосе частот приведены на рис. 4ц. Обратные потери фильтра RL <-16 дБ. На рис. 4б представлена функция вносимых потерь в широкой полосе частот. Для моделирования использовалась компьютерная программа Microwave Office. Как и предполагалось, подавленными оказались полосы пропускания на частотах 3/0, 5/о, 7/0. Полоса пропускания на частоте 9/0 также оказалась подавленной. Это объясняется тем, что подключение нагрузок к координате £ = 2/3 осуществляет
10 12 14 16 18 20 22 24 I, нГн
Рис. 3. Зависимость внешней добротности Qe четвертьволнового резонатора от величины индуктивности Ь при координате подключения £ = 2/3, ^о = 10 Ом, /о = 1 ГГц.
Для сравнения, в [13] для расширения полосы заграждения полоскового ППФ третьего порядка использован нулевой коэффициент связи на первой паразитной резонансной частоте. Фильтр имел Чебышевскую частотную характеристику с параметрами: /о = 2465 МГц, ширина полосы пропускания В^¥ 100 МГц, относительная ширина полосы пропускания 0,04, величина пульсаций 0,2 дБ. Фильтр имел полосковую конструкцию, в которой использовались подложки с диэлектрической проницаемостью ег = 9,7. В результате подавления ближайшей паразитной полосы пропускания у фильтра [13] получена полоса заграждения, характеризуемая отношением граничных частот /2//1 = 5,44.
Отношение частоты первой неподавленной (паразитной) полосы пропускания к частоте основной полосы пропускания обозначим через Д. Если порядок симметричного фильтра п = 3, то Д =11. Рассчитанная зависимость Д = Д(п) показателя Д от порядка фильтра п приведена в таблице .
Табл. 1 Зависимость Д от порядка симметричного гребенчатого фильтра
п 2 3 4 5 6 7 8
R 7 11 13 17 19 23 29
Заметим, что если ППФ является несимметричным, то значения Д увеличатся при том же порядке фильтра п. Однако, несимметричные фильтры менее затребованы на практике, ввиду сложности их настройки.
45
37
29
21
13
Expansion method of bandstop for compline bandpass filters
•21
P111, дБ
-20
-40
-60
0,8
0,9
1,1
f, ГГц
(a)
-20
-40
-60
-80
-100
-120
T
T
10,3 ГГц -40 дБ
1......."""""Г
4...........II I
............Щ
11 f
5 6
(6)
10
11 f ГГц
Рис. 4. Промоделированные частотные характеристики гребенчатого фильтра с широкой полосой заграждения: вносимые н обратные потерн в области полосы пропускания (а) и вносимые потерн в широкой
полосе частот (б).
Заключение
С помощью предложенного метода возможно подавить значительное число паразитных полос пропускания в гребенчатых ППФ с четвертьволновыми резонаторами, и сделать полосу заграждения достаточно широкой. В статье осуществлено построение гребенчатого фильтра с индуктивными связями между резонаторами, а также между крайними резонаторами и нагрузкой. Однако, предложенный метод позволяет использовать и другие связи между резонаторами, что может быть предметом следующих работ н потребует дополнительного изучения. Рассмотренный метод может найти применение в гребенчатых фильтрах с коаксиальными резонаторами прямоугольного сечения, как металлическими. так н диэлектрическими, связанными с помощью диафрагм с регулируемыми координатами расположения. Метод открывает широкие возможно-
сти для микрополосковых гребенчатых фильтров, в которых в качестве элементов связи использованы малогабаритные и высокодобротные катушки индуктивности н конденсаторы.
Перелж посилань
1. Hong .J.-S. Microstrip Filters for RF/Microwave Application / .1. -S. Hong. 2nd ed. New York: Wiley. 2011.
2. Xu, .J.-X. High-Q-factor dual-band bandpass filter and filtering switch using stub-loaded coaxial resonators / .J.-X. Xu, X. Y. Zhang, Y. Yang // Proc. of 2019 IEEE MTT-S Int. Wireless Symp., 19-22 May 2019, Guangzhou, China.
IEEE, 2OI9". DOl: https://doi.org/10.1109/lEEE-1WS.2019.8803878.
3. Wang, К. X. Л miniaturized filtering power divider with wide stopband / Kai Xu Wang, Hang Wong, .Jun Xiang, Xiu Yin Zhang // Proc. of 2014 Int. Symp. on Antennas and Propagation Conf, 2-5
0
0
0
2
3
4
7
8
9
22
Litvintsov S. M., Zakharov Л. V.
Doc. "2014, Kaohsiung, Taiwan. IEEE. 2015. DOl: https://doi.orfi/10.1109/1SANP.2014.7026527.
4. Захаров Л. В. Полосковые иолосно-ироиускающие фильтры со ступенчатыми резонаторами / Л. В. Захаров. М. Е. Ильченко. В. Я. Kapiiayx. Л. С. Пиичук // Известия вузов. Радиоэлектроника. 2011. ' ' Т. 54. № 3." С. 56 63. DOl: https://doi.orfi/10.20535/S0021347011030071.
5. Kuo Л .-Т. Compact planar quasi-elliptic function Altor with inline stepped-impedance resonators / Л.-Т. Kuo. C.-L. Hsu. E. Shih // IEEE Trans. Microwave Theory Tech.
Aug. 2007. Vol. 55. No. 8. P. 1747 1755. " DOl: https://doi.orfi/10.1109/TMTT.2007.901604.
6. Matthaei G. L. Microwave Filters. Impedance-Matching Network, and Coupling Structures / G. L. Matthaei. L. Young, E. M. T. .Iones. Norwood, MA: Artech House, 1980.
7. Lin, T.-W. New miniaturized ring resonator bandpass filter with wide upper stopband / Tsu-Wei Lin. .Ien-Tsai Kuo, Shyh-.Iong Chung // IEEE MTT-S International Microwave Symposium Digest. IEEE. 2013. DOl: http://doi.org/10.1109/MWSYM.2013.6697738.
8. Feng. W. Balanced lilters with wideband common mode suppression using dual-mode ring resonators / W. Feng. W. Che. and Q. Xue // IEEE Trans. Circuits Syst. 1. Reg. Papers. Vol. 62. No. 6. P. 1499 1507. Лип. 2015. DOl: https://doi.org/10.1109/TCSl.2015.2423752.
9. Gómez-García, R. Multi-stub-loaded differential-mode planar multiband bandpass lilters / Roberto Gómez-García, Raúl Loeches-Sánchez, Dimitra Psychogiou, Di-mitrios Peroulis // IEEE Trans. Circuits Syst. 11, Express Briefs. Vol. 65, No. 3. P. 271-275." 2018. DOl: https://doi.org/10.1109/TCSll.2017.2688336.
10. Zhang X. Y. Harmonic-suppressed bandpass lilter based on discriminating coupling / X. Y. Zhang, Q. Xue // IEEE Microwave Wireless Compon. Lett. Nov. 2009. Vol. 19. No. 11. P. 695 697. DOl: https://doi.org/10.1109/LMWC.2009.2032002.
11. Li Y. C. Bandpass lilter using discriminating coupling for extended out-of-band suppression / Y. C. Li. X. Y. Zhang. Q. Xue // IEEE Microwave Wireless Compon. Lett. .Jul. 2010. Vol. 20, No. 7. P. 369 371. DOl: https://doi.org/10.1109/LMWC.2010.2049425.
12. Lin S.-C. Extended-stopband bandpass lilter using both half- and quarter-wavelength resonators / S.-C. Lin. Y.-S. Lin. С. H. Chen // IEEE Microwave Wireless Compon. Lett. Лап. 2006. Vol. 16. No. 1. P. 43 45. DOl: https://doi.org/10.1109/LMWC.2005.860014.
13. Zakharov A. V. Features of the coupling coefficients of planar stepped-impedance resonators at higher resonance frequencies and application of such resonators for suppression of spurious passbands / A. V. Zakharov. M. E. ll:chenko. V. N. Korpach // .1. Commun. Technol. Electronics. - 2014. - Vol. 59. No. 6. - P. 550-556. - DOl: https://doi.org/10.1134/S1064226914060217.
14. Захаров А. В. Увеличение полосы заграждения ила-iiapiibix полосио-иропускающих фильтров / А. В. Захаров // Радиотехника и электроника. - 2012. - Т. 57, № 1. - С. 102-108.
References
[1] Hong .I.-S. (2011) Microstrip Filters for RF/Microwave Application. 2nd ed. New York: Wiley.
[2] Xu .1., Zhang X.Y. and Yang Y. (2019) High-Q-Factor Dual-Band Bandpass Filter and Filtering Switch Using Stub-Loaded Coaxial Resonators. 2019 IEEE MTT-S International Wireless Symposium (JWS). DOl: 10.1109/ieee-iws.2019.8803878
[31 Wang K.X.. Wong H.. Xiang .1. and Zhang X.Y. (2014) A miniaturized liltering power divider with wide stopband. 2014 International Symposium on Antennas and Propagation Conference Proceedings, . DOl: 10.1109/isanp.2014.7026527
[4] Zakharov A.V.. llchenko M.Y.. Karnauh V.Y. and Pi-nchuk L.S. (2011) Stripline bandpass lilters with step-impedance resonators. Radioelectronics and Communications Systems, Vol. 54. Iss. 3, pp. 163-169. DOl: 10.3103/s0735272711030071
[5] Kuo .1., Hsu C. and Shih E. (2007) Compact Planar Quasi-Elliptic Function Filter With Inline Stepped-impedance Resonators. IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, Vol. 55, Iss. 8, pp. 1747-1755. DOl: 10.1109/tmtt.2007.901604
[6] G. L. Matthaei, L. Young, E. M. T. Jones (1980) Microwave Filters, Impedance-Matching Network, and Coupling Structures. Norwood, MA: Artech House.
[7] Lin T., Kuo .1. and Chung S. (2013) New miniaturized ring resonator bandpass lilter with wide upper stopband. 2013 IEEE MTT-S International Microwave Symposium Digest (MTT), . DOl: 10.1109/mwsym.2013.6697738
[8] Lin T.. Kuo .1. and Chung S. (2013) New miniaturized ring resonator bandpass lilter with wide upper stopband. 2013 IEEE MTT-S International Microwave Symposium Digest (MTT). DOl: 10.1109/mwsym.2013.6697738
[9] Gomez-Garcia R., Loeches-Sanchez R.. Psychogiou D. and Peroulis D. (2018) Multi-Stub-Loaded Differential-Mode Planar Multiband Bandpass Filters. IEEE Transactions on Circuits and Systems 11: Express Briefs, Vol. 65, Iss. 3, pp. 271-275. DOl: 10.1109/tcsii.2017.2688336
[10] Zhang X.Y. and Xue Q. (2009) Harmonic-Suppressed Bandpass Filter Based on Discriminating Coupling. IEEE Microwave and Wireless Components Letters, Vol. 19. Iss. 11, pp. 695-697. DOl: 10.1109/lmwc.2009.2032002
[11] Li Y.C., Zhang X.Y. and Xue Q. (2010) Bandpass Filter Using Discriminating Coupling for Extended Out-of-Band Suppression. IEEE Microwave and Wireless Components Letters, Vol. 20, Iss. 7, pp. 369-371. DOl: 10.1109/lmwc.2010.2049425
[12] Lin S., and Chen C.H. (2006) Extended-stopband bandpass filter using both half- and quarter-wavelength resonators. IEEE Microwave and Wireless Components Letters, Vol. 16. Iss. 1, pp. 43-45. DOl: 10.1109/lmwc.2005.860014
[13] Zakharov A.V., ll:chenko M.E. and Korpach V.N. (2014) Features of the coupling coefficients of planar stepped-impedance resonators at higher resonance frequencies and application of such resonators for suppression of spurious passbands. .Journal of Communications Technology and Electronics, Vol. 59. Iss. 6. pp. 550-556. DOl: 10.1134/sl064226914060217
[14] Zakharov A.V. (2012) Expanding the rejection band of planar bandpass filters. .Journal of Communications Technology and Electronics, Vol. 57, Iss. 1, pp. 95-100. DOl: 10.1134/sl064226911090105
Expansion method of bandstop for compline bandpass filters
23
Метод розширення смуги загородження гребшчастих фшьтр!в
Лгтвгнцев С.М., Захаров О. В.
У статт! запропоновано новий метод розширення смуги загородження гребшчастих смуго-пропускаючих ф!льтр1в (СПФ), що м!стять чвертьхвильов! резонато-ри з в!др!зк1в лшш передач! чвертьхвильово! довжини, один кшець яких замкнутий накоротко. Чвертьхвильо-в! (А/4) резонатори ор!ентоваш в одному напрямку \ розташоваш паралельно один одному без взаемного змь щення. Недолшом таких СПФ е безл!ч иаразитних смуг пропускания \ недостатньо широка смуга загородження, розташована м!ж основною \ першою паразитного смугами пропускания. Запропонований метод заснова-ний на особливостях вх!дних фуикцш чвертьхвпльових резонатор!в при р!зних координатах шдключення до цих резопатор!в. Для отримання широко! смуги загородження поондовно усунут! паразитш смуги пропускания, пов'язаш з вищими (паразитними) резонансними частотами 3/0, 5/0, 7/0 I т.д. Для цього резонатори зв'язуються м!ж собою в особливих точках, розташо-ваних на певшй вщсташ в!д короткозамкнутих юнщв А/4 резонатор!в. За допомогою запропонованого методу можлпво прпдушитп значне число иаразитних смуг пропускания в гребшчастих СПФ з чвертьхвильови-ми резонаторами, \ зробити смугу загородження до-сить широкою. У стати здшснено побудову гребшчатого ф!льтра з шдуктивними зв'язками м!ж резонаторами, а також м!ж крайн!мп резонаторами \ навантаженням. Однак запропонований метод дозволяв використовува-тп \ ¡иш! зв'язки м!ж резонаторами. Наведено даш комп'ютерного моделювання частотних характеристик. Встановлено, що при зб!льшепш порядку п симетрично-го СПФ зб!льшуеться в!дношення й резонансно! частоти першо! заглушено! (паразитно!) смуги пропускания до резонансно! частоти основно-! смуги пропускания: при п = 3 отримаио значення Я = при п = 4, Я = 13; при п = 5 Я = 17 I т.д.
Ключовг слова: вх!дна пров!дшсть; резонансш частоти; антирезонансн! частоти; параметр крутизни иров!д-ност!; смуго-пропуекающий ф!льтр; смуга загородження
Expansion method of bandstop for compline bandpass filters
Litvintsev S. M., Zakharov A. V.
The article proposes a new method for expanding the stopband of combline bandpass filters (BPF) containing quarter-wave resonators. The filter contains resonators from segments of transmission lines of a quarter-wave length, one end of which is short-circuited. The quarter-wave (A/4) resonators are oriented in one direction and are parallel to each other without mutual displacement. The disadvantage of such BPF is the many spurious passbands and not wide enough stopband located between the main passband and the first spurious passband. This method is based on the features of the input functions of A/4 resonators, which appear at different coordinates of connection to these resonators. To obtain a wide stopband, spurious passband associated with higher (spurious) resonant frequencies 3/o, 5/o, 7/o, etc. are eliminated. For this, the resonators are connected to each other at special points located at a certain distance from the short-ends of A/4 resonators. Using the proposed method, it is possible to suppress a significant number of spurious passbands in combline BPFs with A/4 resonators, and make the stopband wide enough. In the article, a combline filter with inductive couplings between resonators and between end resonators and load is constructed. However, the proposed method allows us to use the other couplings between resonators. The results of frequency characteristics simulation are presented. The ratio R of the resonant frequency of the first non-suppressed (spurious) passband to the resonant frequency of the main passband increases with an increase in the EPF's order n. For n = 3., 4, 5 the values of R = 11, 13, 15 were obtained, respectively.
Key words: input impedance; resonant frequencies; antiresonance frequencies; susceptance slope parameter; bandpass filter; stopband
