CC BY
3
УДК 621.39
Ефективне поеднання лшш передач! у хвилеводно-планарних НВЧ системах мипметрового д!апазону довжин хвиль
Омеляненко М. Ю., Романенко Т. В., Турссва О. В.
Нацншалышй тохшчшш ушворситот Укра'ши "Ки'шський иолггохшчций шститут ¡Moiii 1горя СЛкорського", м. Ки'ш, Укра'ша
E-mail: hoh-ner_ (Фикг.пс!.
Зпачп! втрати в м!кросмужкових л!п!ях !з пол!мерпими шдкладипками сьогодп! пе дають можливост! реал!зувати пеобх!дп! характеристики ц!лого ряду фупкцюпалышх пристрош у м!л!метровому д!апа-3Qiii довжш1 хвиль. Це призводить до того, що складна НВЧ система в цьому д!апазоп! будуеться па р!зпих л!п!ях передач! м!кросмужков!й та тих. загасаппя в яких зпачпо мепше. Характерно, що що групу складають пе ильки лшп передач!, що виготовляються методами штегралыго! технолог!! (хвилеводпо-пцлиппа, хвилеводпо-коплапарпа, зважепа смужкова, тощо). а й сам прямокутпий хвиле-в!д. втрати в коротких в!др!зках якого дуже мал!. У зв'язку з! сказапим сама пбридпо-штегральпа тех-полог!я обертаеться г!бридпо-штегралыюю хвилеводпо-плапарпою, а реал!зац!я ефективпих зв'язшв м!ж р!з1шми л!п!ями передач! стае критично важливою. При щому особлива роль выводиться переходам м!ж прямокутшга хвилеводом ! плапарпимн л!п!ями. як!, пезважаючп па величезпу в!дм!пп!сть у локал!зацп пол!в цих хвилеведучих структур, повшш! забезпечувати широку смугу частот узгоджеппя та якомога мепш! об'еми. Ця стаття присвячепа створешпо ефектив1шх зв'язшв м!ж р!з1шми л!п!ями передач!. що використовуються у г!бридпо-!птегралы1их хвилеводно-планарних системах. Осповиу увагу прид!леио розробц! переход!в па р!зп! штегральп! л!ш1 передач! з прямокутпого хвилеводу. Розгляпуто !сиуюч! та запропоноваш нов! конструкц!! таких переход!в, як! при довжин! (0.2 -0.3)Ао мають смугу прийнятиого узгоджеппя. пор!вия1шу з досяжпою у зиач1шх за розм!рами переходах з параметрами, що плавно змшюються. Запропоповапо впкорнстовуватп розроблеп! переходи для компактпих з'едпапь хвилевод!в з! складною взаемпото ор!ептац!ею. Отрнмап! результати перев!репо експернмепталыю.
Клюноог слова: л!ш1 передач!: м!л!метровий д!апазоп: пбридпо-штегральпа схема: хвилеводпо-илапариа техполог!я: м!кросмужкова л!п!я: прямокутпий хвилев!д
DOI: 10.20535/RADAP.2023.91.18-27
Вступ
Пбридно-штегральна технолопя конструюван-ня та виробництва сьогодш б: основним способом реалоащ1 НВЧ систем. Навиь у раз1 значнсм агре-гащ1 функцш в об'ехй монолтшх штегралышх схем (М1С) розробникам доводиться на певних ета-пах обробки НВЧ сигнал1в використовувати пбри-диу технологпо. Принаймш це стосуеться систем мшметрового д1апазону довжин хвиль. де реаль защя необхщних характеристик таких вузл1в. як. наприклад. смугових ф1льтр1в. селектор1в поляри-защ! та шше у монолтгому виконанш часто не-можлива. Сама пбридно-штегральна технолопя в мЫметровому д1апазош ктотно вщлзняеться ввд традицпшсм, засновало! на застосуванш мшросмуж-ково1 лпш (МСЛ) як електродинам1чно1 основи для побудови схем. Часто засновала на використан-ш гнучких патморних шдкладинок з двосторон-ньою метал1защяо. ця технолопя оперус р1знома-
шттям лшш передач!, що мають значно мешш. шж у МСЛ. втрати - це хвилеводно-щшшша лпия (ХЩЛ). хвилсводно-копланарна лпия (ХКЛ). зва-жена смужкова. копланарно-смужкова лпия (КСЛ) 1 сам прямокутпий хвилевщ. При цьому МСЛ з1 зна-чними втратами використовуеться. як правило, як основа для реал1защ1 схем з транзисторами та М1С. Таку мшросмужкову пбридно-штегральну схему з активними елементами доцшыго обмежити двома переходами на прямокутпий хвилевщ. втрати в яко-му дуже невелик!. Цей простий приклад показуе. що особливосп поведшки лшш передач! в мшметро-вому д1апазош довжин хвиль перетворять тради-цшну пбридно-штегральну технологпо па пбридно-штегральну хвилеводно-планарну. де роль хвилеводу бшыне не зводиться до функцш скрапу. По-перше. вш використовусться як слсктродинам1чна система з малими втратами. на основ1 яко\° усшшно реал1зоваш хвилеводно-планарш фшьтри з параметрами. яш не поступаються тим. що отримаш в
об'емнпх конструкцшх [1]. багатоканалыи мультиплексор и [2]. пристро! сслскщ1 иоляризащ! [3] 1 т.п. По-друге, ирямокутний хвилсвщ використовуеться як ссрсдовищс для сфсктивного поеднання .шши передач!. що входять до складу конструкщ! систсми. У щй робота викладсно результата, що стосуються цього другого аспекту використання хвилсвод1в у хвиловодно-планарних НВЧ системах. Розглянсмо конструкщ! 1 параметри базових пороход1в.
1 Переходи прямокутний хви-левщ (ПХ) - МСЛ
Як зазпачалося вшцо, ПС з актившгаи оломон-тами, по-перше. базуеться, як правило, на основ1 МСЛ, а по-друге, з метою внключення надлишко-вих втрат ця ПС часто обмежусться по довжиш двома переходами на ПХ. До такого шдходу спо-нукас 1 той факт, що транзистори середнього 1 високого р1вня иотужноста мають розброс параме-тр1в, варткть 1х значна, а тому пристрсл, що 1х мштять, вимагають шдивщуального налаштуван-ня, яке найкраще виконати, маючи окремий вузол. Таким чином, переходи ПХ-МСЛ с важливим еле-меитом хвилеводио-планарио1 технолог!!, яким було присвячено значну кшыисть роб1т [4 7], причому вимоги до застосування, яш постайно змпиоються, стимулюють появу нових конструкцш 1 сьогодш [8 10]. Уй переходи цього типу можна умовно роз-дшити на волиш групп: з плавною змшою тополог!! 1 зондовь Для перших характерна значна (порядку 1.5Ао) протяжшеть уздовж оа хвилеводу, за раху-нок чого й досягаеться гхня широкосмуговкть [4], [9]. У хвиловодно-планарних (ХП) ПС мшметро-вого доапазону вони використовуються рщко само через 1ХШО велику протяжшеть 1, як наслщок, зна-чш втрати. У свою чоргу, зондов1 переходи можна роздшити на дв1 шдгрупи: поперечно- 1 поздовжньо-зондов1 залежно вщ взаемно! оркитащ! вкой ПХ та МСЛ. До поршем вщносяться переходи, що забезпо-чують сшввкну оркнтащю .шшл; переходи другем з'еднують ПХ та МСЛ з ортогоналышми поздов-жшми вкями. При цьому вже всородиш кожнем шд-групи переходи подшяються за ознакою взаимного розташуваиня базових площин ПХ та шдкладинки МСЛ. Нижче розглянсмо конструкщ! та характеристики иазваиих р1зновцгцв пороход1в.
1.1 Поздовжньо-зондов! переходи ПХ-МСЛ
Хоча принцип побудови таких иороход1в, що отримали коротку назву "ш-Нпс", було запропоно-вано давно [11], иорнп зразкп малп вузькпй д1апазон частот прнйнятного узгодження (р1вонь зворотних втрат не менше ЮдБ), який становив ириблизно 7% ссрсдньо! робочоТ частоти. Надал1 характеристики
таких иороход1в иокращувалися у нових конструкщях ряду автор1в [12 14]. Результата розробки нами нових пороход1в та його характеристики прсдставлс-ni на Рис. 1-4: у Таблицях 1-4 дано ix розм1ри в мм. Частотш заложноста зворотних втрат тут i нижче розраховувалися в пакета програм олоктродинам1ч-ного модслювания "CST Microwavo Studio". Втрати в мстал1 i дюлоктрику не враховувалися. Розм1ри оитаппзувалися з метою отримати максимально ши-року смугу частот узгодження за piBHCM зворотних втрат не менше шж ЮдБ.
|511|,дБ-
—у
-35
16 18 20 22 24 26 f, ГГц
Рис. 1
Табл. 1
р д т s w
4.36 1.7 0.66 0.2 0.377
Конструкщь погцбш до зображено! на Рис. 1, отримали в л1торатур1 [12 14] назву пороход1в з кваз1 Яги аитсиою. Як правило [14], у иод1бних иристроях слсмснти антенн формуються двома си-гналышми провщниками МСЛ, один з яких, перед тим, як присднатися до синфазного суматора, утворюс петлю, що створюе нообхщну 180-градусну фазову затримку. У зображошй конструкщТ нсоб-хвдш для роботи фазов1 сшввщношсння, як видно, забсзпсчуються вщразу ж. Цс значно розширюс частотний д1аиазон роботи та скорочус розхпри переходу - в даному випадку вопи стаиовлять близько 0.14 [ ] (тут \ дал1 А0 - довжина хвшп на середшй частот! д1апазону). Значному скорочсншо розм1р1в даного переходу сприяе вщеутшеть додатковпх слс-монтав (дироктор1в), що використовуються [12], [14] для розширення робочем смуги частот.
До псрсваг запропоновано1 нами конструкщТ переходу, зображено! на Рис. 2, додаеться тс, що оптаппзащ! в шй шдлягають всього два розхпри зазору "то" мЬк зондом, утвореним сигнальним про-вщником МСЛ та широкою ст1нкою хвилеводу, та вистуиу земляного провщника л1ш1.
Рис. 2
Табл. 2
ад д то, в,
0.377 3 0.2865 7 •ад
Нообхщно вщзначити, що наведеш конструкщ1 за сукупшстю характеристик: смуги частот, дося-жному в нш мпимуму величпни КСХ 1 лшшним розм1рам належать до кращих серед тих. яш нам ввдохй з опублжованих даних про переходи такого виду [8].
Протяжшсть 'V зонда вздовж оа хвилеводу обрана кратною шириш сигнального проввдника МСЛ (в=7 •ад). Значна ширина смуги частот ирийня-тного узгодження, що перевищус робочий д1апазон частот хвилеводу. формуеться за рахунок трансформатора опору, у твореного змщеним, асиметри-чно щодо земляного, розташуванням сигнального проводника МСЛ. Типова довжина переходу до-р1внюе 0.4Ао, а смуга частот узгодження за деся-тндецнбелышм р1внсм зворотннх втрат становить близько 50%. Максимум зворотннх втрат може бути змщений у необхщний пцццапазон це легко зробити, маючи на уваз1 сказане щодо опттиза-Щ1 розм1р1в та характеру частотно! характеристики. Перехщ може бути зоркнтований на роботу у необ-хщному шдоцапазош. При цьому приблизно в 30% смуз1 частот гарантоваш зворотш втрати станови-тимуть не менше 20 дБ.
Значний розхйр зонда попорсдньси конструкщ1 переходу, що становить близько половини його пов-ного розм1ру, може бути зменшений шляхом змь щення зонда 1 ой само! МСЛ до одшя з широких стшок хвилеводу так. як це зроблено в тополог!!, зображешй на Рис. 3. 1стотне скорочення розм1р1в (тепер довжина переходу складае порядку 0.19А0) досягасться в цьому випадку деякнм звуженням смуги прийнятного узгодження (тепер вона становить близько 40%). що. як 1 ранило, поревищус робочий д1апазон частот хвилеводу. Зауважимо, що поздовжиьо-зоидовий перехщ з1 змщеною МСЛ, описаний в [12], значно поревищус даний за роз-м1рами, складшстю тополог!! 1 мае ссредшй р1вень зворотннх втрат у смуз1 частот 8.0 - 12.0 ГГц порядку 12 дБ. Запропонований перохщ, як 1 рашше, легко проектусться (опттпзацп шдлягають лише два розхйри) 1 розраховусться так, щоб максимум зворотннх втрат припадав на необхщну дшянку частотного доапазону.
Рис. 3
Табл. 3
ад, мм р, мм д, мм то, мм
0.377 1.05 2.423 0.373
Розглянута переходи характеризуються розташуванням шдкладинки МСЛ в Е-площиш ПХ. На Рис. 4 представлена конструкщя сшввкного перо-ходу з шдкладпнкою, розташованою в Н-площнш хвилеводу. Перехщ був запропонований в [15] 1 ви-корпстанпй в конструкцп ХП селектора поляризаци транавера мЫметрового доапазону.
Зауважимо, що, хоча необхщшеть у подобному поеднанш ПХ 1 МСЛ виникае доенть часто, до цього часу авторам ведомо (кр1м описано! в [15]) лише кшька роб1т, в яких поввдомлено про роатзуючих його конструкщях переходов [9], [16]. 3 продставле-них даних видно, що смута частот даного переходу за р1внем зворотннх втрат мшу с 10 дБ лише трохи менше робочо! смути частот хвилеводу, причому в 27% смуз1 частот зворотш втрати перовищують 15дБ (КСВ<1.45). За вказаними характеристиками розроблеиий перехщ но поступаеться згаданим конструкщям, значно перевершуючи !х за компа-ктшетю та тсхнолоияо виготовлоння, оскшьки и мктять об'емш хвилеводш трансформатори опору.
ляеться розвиноною у двох площинах, що можс бути небажаним.
Рис. 4
Табл. 5
Табл. 4
н д Р т в ад
1.5 4 1.723 3 1.8 0.377
ад в р т п д к н
0.377 1.8 1.473 2.7 1.6 5 5.5 1.5
1.2 Поперечно-зондов! переходи ПХ-МСЛ
У поперечно-зондових переходах вкй ПХ та МСЛ ортогоналыи. При цьому вкь МСЛ може бути ортогональна площиш широко! або вузькея стшки ПХ. а площина шдкладинки МСЛ може лежати в площиш поперечного порор1зу ПХ. або бути ш ортогональна. Конструкщ1. характеристики та ретпри таких иереход1в дано на Рис. 5-7 та в Таблицях 57. Конструкщя переходу, зображона на Рис. 5. с одною з найпошироних. Початкова його кошргу-ращя. запропонована в [17]. згодом зазнала бозл1ч змш [18.19]. метою яких було розширення частотного д1апазону та збшыноння досяжного в ньому р1вня зворотних втрат (гх р1вонь у [17] становив порядку 13дБ). Бона часто використовуеться для роал1защ1 безконтактного та над1йного зв'язку функщоналыю незалежних НВЧ вузл1в. наприклад. плати гетеро-дишв з платою приймача транавора. для оргашзащТ зв'язку приймача з ешрешпиовачом антенн. У цьому раз1 1 проявляться його нодемпк: вся система вияв-
Розглянута коиф1гуращя з Т-под1биим зондом, утвороним енгналышм провщннком МСЛ. мае ши-року смугу частот прийнятного узгодження. що перевищус д1аиазон робочих частот хвилеводу 1 смугу частот за р1вном зворотних втрат бшыно 15 дБ не менше 27%. яка легко може бути змщона в дь лянку необхщного д1аиазону. Псщлбно наголосити. що розм1р "то" - ширина в1кна для шдкладинки МСЛ у ПХ визначае частоту розонансних спло-сшв на характеристик зворотних втрат 1 мае суворо контролюватись при щюоктуванш та виготовлонш конструкщ1.
Перехщ. конструкщя та парамотри якого зобра-жеш на Рис. 6. вщлзняеться вщ иопереднього поворотом на 90° площиш шдкладинки МСЛ. Розм1ри переходу дани в Таблищ 6. Частотна характеристика цього переходу под1бна до поиородньея. Ьщдд [7]. з метою уннкнутн вплнву неточност1 установки покладинки 1з зондом у хвилове>дь роль короткозам-КН01ГО1 стшки хвилеводу викоиуе розташована па пй же шдкладинщ металева смужка. що закорочуе його ширена стшки. Перехщ зручиий при поеднанш планариих структур в Е-плопции ПХ.
Рис. 6
Табл. 6
h w1 w т п д Р
1.5 1.508 0.377 4 0.8-d 1.5 2.9
22
Рис. 7
Табл. 7
г s w Р к д т h 1
0.8 0.5 0.37' ' 1.9 0.2 1.1-с 2 1.5 2.18
2 Переходи ПХ - КСЛ
Особливоста копланарнсм смужковся jiiiiii* (iiio-д1 i"i називають диференщалыгою МСЛ) роблять i"i незамшною при ироектуванш цшого ряду пристро-1в [20 23]. Хоча для збудження використовуваио! в них непарно! моди (з иротифазиими електрични-ми полями в сигиалышх провщниках) були заиро-поноваш переходи МСЛ - КСЛ [21]. вони значно поступаються запропонованим авторами в [24] переходам ПХ - КСЛ за розхйрами та втратами. А якщо врахувати те. що переходи ПХ МСЛ можуть за протяжшетю становити близько 0.2Ао, то, ймов1р-но, виидшше у pa3i необхщносп переходу на КСЛ ввд МСЛ як прохйжну ланку внкорнстовуватн ПХ. При цьому обидва переходи можуть бути викона-ni на однш шдкладинщ у цьому внпадку секщя ПХ внявлясться частково заповненою матор1алом дюлоктрика. Конструкщя переходу ПХ - КСЛ, його характеристики та розм1ри наводош на Рис. 8 та в Табл. 8.
Конструкщя попорочно-зондового переходу з bíccio МСЛ, ортогональною вузьк1й стшщ хвнлево-ду, i базового площиною пщкладинки, що лежить в площиш поперечного nepepÍ3y ПХ, зображеиа на Рис.7. Po3MÍpn наведено в Табл. 7.
20 22 Рис. 8
Табл. 8
w п д т к s
0.377 0.975 1.695 0.33 2.625 1.6125
Хоча досягнута ширина смуги частот узгоджон-ня за piBiiOM зворотних втрат 10 дБ мошне д1апазону робочих частот хвилеводу i становить близько 26% (за piBiiCM 15 дБ близько 16%), цей результат значно перевершуб: дан1 про иорех1д з такою самою взаемною ор1б:нтащяо ПХ i МСЛ. опубл1коваш в [10].
Видно, що запропонований иорех1д, довжина якого становить всього 0.24А0, у всьому робочо-му д1апазон1 частот хвилеводу демонструе р1вонь зворотних втрат понад 20 дБ. Насл1дком цього с надзвичайно мало вносимо загасання. Цо, зокрема, використовуеться у суматорах потужносп на осно-в1 КСЛ, до низький р1вонь втрат дозволяс значно шдвшцити ККД схеми пщеумовування [24].
3 Переходи ПХ - ХЩЛ
Оскшьки правильно розрахований плавний ио-рох1д такого типу мае незначну довжину та широку смуту узгоджоння, щ переходи, мабуть, займають
ЧШЫ10 МШЦО В конструкциях 3 ХВИЛ0Ве)Д1ГО-1ЩЛИШГОЮ .шшяо. Справдь плавний иорехщ Дешьфа-Чебишева иорокривае смугу частот хвиловоду з р1вном КСХ<1.3 за його довжини порядку (0.75^0.80)А0. Оскшьки втрати в ХЩЛ мат, таш переходи часто задоволыгають розробнишв за сукупшстю па-рамотр1в. Разом з тим, скорочоння ретир1в при нообх1дност1 ввдсутносп вимог до такея широко! смути частот можна досягти. використовуючи одно-сокщйний чвертьхвильовий трансформатор. Топо-лоия пристрою, його характеристика та ретири приведен! на Рис. 9 та у Таблищ 9.
16 18 20 22 24 26 f, ГГц Рис. 9
Табл. 9
W, мм 1, мм wt, мм
0.15 3.35 1.23
Як бачимо. при вадносшй rnnpiiiii щшшш w//=0.028 смута частот за р1внем зворотннх втрат 20 дБ становить блнзько 12%. прнйнятне узгоджен-ня с у всьому робочому д1апазош частот хвилеводу. а протяжшеть переходу становить лише 0.25Ао.
4 Переходи ПХ ^XKJI
Розроблено велику кшьшеть хвилеводно-иланарних ПС. в яких використовуються обидва тиии хвиль ХКЛ (парна та непарна). Переходи, гцо селективно збуджують парний тип (з однаковою пешяризащяо електрнчного поля в щшипах ХКЛ). зазвпчай будуються за схемою ПХ - ХЩЛ - ХКЛ. причому ХЩЛ. як прелижна лапка, мае довжину всього кшька часток А0. Перехщ ХЩЛ - ХКЛ можна реярахувати виключне) з м1ркувань вщлв-нювання onopiß Zop, v, обох лшш передач!, оскшьки локатзацш newiiB в областях малих щшии велика, i реактивна потужшеть, ще> накеяшчуеться дуже мала. Переходи для селективного збудження непар-iro'i (квазьТ) моди в ХКЛ з ПХ ие>дшяються на дв1 групп: cniBBicui та поиорочш. CniBBicui конструкцй' зазвпчай мштять промЬкну лшпо mdk ПХ та ХКЛ це меже бути МСЛ або ХЩЛ. Бозпосорсдне збудження зондом у цих пристроях використовуеться
рщко [13] через нобозпоку збудження парне)!' моди, усуноння якея потробуе встановлоння дедаткежих оломонтав та ускладнення конструкцй'. Приклад конструкцй' з промЬкною МСЛ сокщяо та II характеристики наводош на Рис. 10, ретири вказаш у Таблищ 10.
Рис. 10
Табл. 10
w w1 dp s Р д
0.233 1.665 0.8 0.15 1.398 2.75
Очевидне), отримання прийнятного узшджоння у всьому робочому доапазош частей не зустр1чае труднопцв. При цьому повна довжина порохе>ду становить менше 0.45Ао. Конструкцй та характеристики порохедав поперечного типу з базовеяо илощиною шдкладинки МСЛ у площиш пе)перечие)ге) порорь зу ПХ та ортогональну щй площини показан! на Рис. 11, 12 та в Таблицях 11, 12, вщповщно. Обидва порохе>ди мають надзвичайно ширена смути частей узшджоння (не менше 38% за р1вном зворотннх втрат 15 дБ). Розм1р "к" в конструкцй Рис. навмисно обраиий значним, що призвело до ре-зонансних отдав (яш обговорювалися рашшо) на характеристик зворотннх втрат. Зменшення цього ретпру дозволяе уникнути подобних явищ.
Рис. 11
Табл. 11
р ад д в п н т
3.1 0.9 2 0.15 4.5 3 3.2
Рис. 12
Табл. 12
р ад т д в п н
3 0.9 2.95 2 0.15 4 3
5 Використання переход1в ПХ — МСЛ у компактних конструкциях переход1в м1ж пря-мокутними хвилеводами
При прооктуванш складних НВЧ систем, що складаються з ряду функщоналыго самостайних пристрсмв, часто виникае завдаиия з'еднання иря-мокутиих хвилевод1в з р1зними иаирямками 1х по-здовжшх осей 1 ор1ентащею 1х базових илощии. Як приклад иаведемо задачу приеднання об'еднуючого циркулятора, вй входи якого розташоваш в Н-плопщш прямокутиого хвилеводу, до ирийомопере-давача НВЧ транйвера. Проблема виникае, якщо ирийомоиередавач викоиаиий у виглддд ПС иа еди-шй шдкладинщ, як правило. розташовансм в Е-плопщш прямокутиого хвилеводу. а у розробника с вагсхш шдстави вважати, що вихщ транавора повинен лежати в площшп ПС. Звичайно, ця та под1бш проблеми можуть бути вщлшош з використанням стандартиих вузл1в хвиловодних трактав скруток, поворотав тощо. Водночас такий шдйд виключае-ться, якщо вимоги до габаритав, маси та просто-ти виготовлення с ирюритетними. Як шюстрацпо розглянемо випадок з'еднання двох хвиловод1в 1з взасмио ортогоиалышми площииами широких станок та взаемно ортогоиалышми поздовжшми осями
°
показана на Рис. 13. Розхпри наведено в Табл. 13. Видно, що для роатзаид под1бного тоиолоично складного з'бднання використано коротку секщю МСЛ 1з двома розглянутими рашшо переходами поздовжньо-зондового типу (Рис. 4) та поперочио-зондового типу з базового площиною шдкладинки, ортогональною площшп поперечного перер1зу ПХ (Рис. 6). Зважаючи на те. що даний перохщ був призначений для роботи у восьмимшмотровому дь аиазош довжин хвиль, до малий перер1з хвилеводу ие дозволяс знехтувати впливом кшцевих раццуйв заокруглонь при виготовленш слсмсппв хвиловодних камор, зазначеш рад1уси були враховаш при розрахунках тополог!!. Щлм того, як цо зазначе-но рашшо, з метою у никну ти впливу неточноста в установщ шдкладинки роль короткозамикача вико-иус друкованнй провщннк мЬк широкими станками хвилеводу. Розхйри оитаппзувалися з метою забез-печити р1вень зворотних втрат ие меишо шж 25 дБ у смуз1 частот 36 38.5 ГГц. Отримаш результата перев1рялися експоримеиталыю (Рис. 14, 15).
|511
Рис. 13
-5 10 15
i к
20 Ч Ч Л
25 30 35 40 %
29 30 31
32 33 34
Рис. 14
35 36 37 38 ¿ГГц
Щ
й*щ HR - Tal __ »i- f^vrhSfe' ■', . j^B pH
VPfV ■ ' шк
Рис. 15
Табл. 13
p g i h n m к s e q
0.38 1.6 1.5 0.5 1.6 1.3 2 1.4 1.8 2.7
Деяка розб1жшсть розрахункових та сксисри-менталышх результате иоясиюсться малим р1внем вихйрювансм воличини КСХ. при якому на результат впливають будь-яш неточноста у з'еднанш компоненте. Загалом. виготовлоний зразок повшстю ввдповвдас вимогам малоста коефщягаа ввдбиття та вносимих втрат. Приведений приклад, з одного боку, шдтворджуе адокватшсть наведеиих розра-хушав. а з шшого. показус. наскшьки ефектнвннм с заиропонований метод використання отриманих результате при вщлшенш непростого завдання компактного з'бднання хвилевод1в з1 складною взасм-ною ор1я1ташяо.
Висновки
У робот1 роз гляну то важлив1 вузли НВЧ систем, виконаних i3 залученням хвилеводно-планарно1 ибридно-штегралыго! технологй' - переходи, гцо з'сднують прямокутннй хвиловщ i ocnoBiii jiiiiii* передач!. що використовуються при цьому. Bei отри-Mani результати вщносяться до компактних при-стрсмв, у яких. незважаючи на мат розм1ри (ввд 0.2Ао до 0.6Ао), вдалося отримати смуги частот узго-джоння того ж порядку, що i в прпстроях з плавною змшою топологИ. але 3i значно моншими розхйра-мн та piBiieM втрат. Запропоновано використовувати комбшацй' розглянутпх конструкщй переход1в у су-то хвиловодних системах для з'еднань хвилеводних трактв з pi3iioio взаимною ор1б:нтащяо вкой та ба-зових площин. В цьому випадку ix застосування забозпочуе значие зменшеиня po3MipiB та скорочо-ння внтрат на виготовлення. Отримаш результати експериментального доелвдження шдтвердили адокватшсть ироведених розрахуншв та правилыисть ирийнятих pimeiib шд час розробки иереход1в.
References
[1] K.-D. Xu, S. Xia, Y.-.I. Guo, .1. Cui, A. Zhang and Q. Chen. (2021). W-Band E-Plane Waveguide Bandpass Filter Based on Meander Ring Resonator. IEEE Microwave and Wireless Components Letters, Vol. 31, no. 12, pp. 1267-1270. doi:10.1109/LMWC."2021.3103638.
[2] E. Olli, R. Vahldieck and S. Amari (2005). Novel E-plane lilters and diplexers with elliptic response for millimeter-wave applications. IEEE 'l¥ansactions on Microwave Theory and Techniques, Vol. 53, no. 3, pp. 843-851. doi: 10.1109/TMTT.2004.842506.
[3] Groppi, C. E., Drouet D'Aubigny, C. Y., Lichtenberger, A. W„ Lyons, C. M„ and Walker, C. K. (2005). Broadband Finline Ortho-Mode Transducer for the 7501150 GHz Band. Sixteenth International Symposium on Space Terahertz Technology, pp. 513 518.
[4] Van Heuven .1. H. C. (1974). A New Integrated Waveguide-Microstrip Transition. 197i, ftJi European Microwave Conference, pp. 541-545. doi:10.1109/ELIMA.1974.332108.
[51 D. Rubin and D. Saul (1978). Millimeter Wave MIC Bandpass Filters and Multiplexers. 1978 1EEE-MTT-S International Microwave Symposium Digest, pp. 208-210. doi:10.1109/MWSYM.1978.1123840.
[6] Villegas, F., Stones, D. 1., & Hung, H. A. (1999). A novel waveguide-to-microstrip transition for millimeter-wave module applications, IEEE 'transactions on Microwave Theory and Techniques, Vol. 47, pp. 48-55.
[7] Xu, Zhengbin, et al. (2017). E-plane probe microstrip to waveguide transition with lin-line back-short structure for millimetre-wave application. Electronics Letters, Vol. 53, Iss. 23, pp. 1532-1534. doi:10.1049/el.2017.2048.
[8] Varshney, Atul & Sharma, Vipul. (2020). A Comparative Study of Microwave Rectangular Waveguide-to-Microstrip Line Transition for Millimeterwave, Wireless Communications and Radar Applications. Microwave Review, Vol. 26, Iss. 2, pp. 21-37.
[9] Marco S., Fanti A., Valente G., Montisci G., Ghi-ani R., and Mazzarella G. (2018). A Compact In-Line Waveguide-to-Microstrip Transition in the Q-Band for Radio Astronomy Applications. Electronics, Vol. 7, Iss. 2: 24. doi:10.3390/electronics7020024.
[101 Zhou, 1., Robert, .1. R. (2022). Ultra-Wideband Narrow Wall Waveguide-to-Microstrip Transition Using Overlapped Patches. Sensors, Vol. 22, Iss. 8: 2964. doi:10.3390/s22082964.
[11] Meier, Paul .1. (1979). Printed-Circuit Balanced Mixer for the 4- and 5-mm Bands. 1979 IEEE MTT-S International Microwave Symposium Digest, pp. 84-86.
[12] Reljic, Boro M. (2007). Novel M1C/MM1C Compatible Microstrip to Waveguide Transition for X Band without a Balun. Mikrotalasna revija.
[13] Ho T.-Q. and Shih Y.-C. (1988). Analysis of microstrip line to waveguide end launchers. IEEE Trans actions on Microwave Theory and Techniques, Vol. 36, Iss. 3, pp. 561-567. doi: 10.1109/22.3549.
[14] Kaneda N„ Qian Y. and Itoh T. (1999). A broadband microstrip-to-waveguide transition using quasi-Yagi antenna. IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, Vol. 47, Iss. 12, pp. 2562-2567. doi:10.1109/22.809007.
[15] Omelianenko, M., Pravda, V. 1., Turieieva, O. et al. (2012). Fully planar subscriber station transceivers of broadband access systems in Ku- and Ka-bands. tiadioelectron. Commun. Syst., Vol. 55, pp. 49 64. doi:10.3103/S073527271202001X.
[16] Perez-Escudero, .1. M; Torres-Garcia, A. E.; Gonzalo, R.; Ederra, 1. (2018). A Simplilied Design Inline Microstrip-to-Waveguide Transition. Electronics, Vol. 7, Iss. 10, 215. doi:10.3390/electronics7100215.
[17] Shih Y.-C., Ton T.-N. and Bui L. Q. (1988). Waveguide-to-microstrip transitions for millimeter-wave applications. IEEE MTT-S International Microwave Symposium Digest, pp. 473-475. doi:10.1109/MWSYM. 1988.22077.
[18] Han, M; Wang, C.; Liu, C.; Xiao, S.; Ma, .1.; Sun, H. (2022). A Wideband Microstrip-to-Waveguide Transition Using E-Plane Probe with Parasitic Patch for W-Band Application. Appl. Sci., Vol. 12, Iss. 23, 12162. doi: 10.3390/app 122312162.
[19] Azzemi Ariffin, Dino Isa, Amin Malekmohammadi. (2016). Broadband Transition from Microstrip Line to Waveguide Using a Radial Probe and Extended GND Planes for Millimeter-Wave Applications. Progress In Electromagnetics Research Letters, Vol. 60, pp. 95-100. doi:10.2528/PlERL16040801.
[20] .linho .loon, Youngwoo Kwon, Sunyoung Loe, Changyul Cheon and E. A. Sovero (2000). 1.6- and 3.3-W power-amplilior modules at 24 GHz using waveguide-based power-combining structures. IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, Vol. 48, Iss. 12, pp. 2700-2708. doi:10.1109/22.899033.
[21] Tu, Wen-Hua and Kai Chang (2006). Wide-band microstrip-to-coplanar stripline/slotline transitions. IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, Vol. 54, Iss. 3, pp. 1084-1089. DOI: 10.1109/TMTT.2005.864127
[22] Deutschmann B. and Jacob A. F. (2019). A Full W-Band Waveguide-to-Dill:erential Microstrip Transition. 2019 IEEE MTT-S International Microwave Symposium (IMS), pp. 335-338. DOI: 10.1109/MWSYM.2019.8700982.
[23] Hiigler P., Chaloun T. and Waldschmidt C. (2020). A Wideband DilTorontial Microstrip-to-Waveguide Transition for Multilayer PCBs at 120 GHz. IEEE Microwave and Wireless Components Letters, Vol. 30, Iss. 2, pp. 170-172. doi: 10.1109/LMWC.2019.2958208.
[24] Omelianenko M. Yu., Romanenko T. V. (2019). VyisokooIToktivnyiv volnovodno-planarnyiy usilitel s prostranstvonnyim slozheniem moschnosti v diapazono chastot 31-39 GGts [High efficiency waveguide-planar amplilier with spatial power combining for frequency range 31-39 GHz]. Visit vyshchykh uchbovykh zakladiv. Radi.oe.lektroni.ka fRadioele.ctroni.es and Communications Systems/, Vol. 62, Iss. 5, pp. 243-50. doi:10.20535/S0021347019050017.
Effective Combination of Transmission Lines in Waveguide-Planar Microwave Systems of the Millimeter Wavelength Range
Omelianenko M. Yu., Romanenko T. V., Turieieva 0. V.
In the millimeter wave band hybrid-integrated circuits take the form of waveguide-planar, which combines the advantages of planar technology and waveguides as low-loss systems. This makes it possible to successfully meet the high performance requirements of such devices as bandpass filters, multiplexers, etc. At the same time, elements that provide transitions between various integrated transmission lines and a waveguide become an important part of a complex microwave system, and the requirements for their characteristics - frequency band, losses, dimensions - become a challenge for designers. The article provides both an overview of the most successful designs aimed at solving this problem and a description of the transition
topology proposed by the authors. The main attention is paid to the transitions between a rectangular waveguide and a microstrip line - all possible configurations of the joints of these waveguide systems are considered. It is shown that a number of designs make it possible to achieve a return loss at least 15dB in a frequency band, exceeding the operating frequency range of the waveguide with characteristic transition sizes not exceeding (0.2-0.3)A0. It is proposed to use the results obtained to create efficient connections of the rectangular waveguides themselves with their complex mutual orientation. This solves many problems in the design of hybrid-integrated waveguide-planar microwave circuits, but can be successfully used in the development of purely waveguide systems, when the requirements of dimensions and cost in production are priority. The calculated data obtained in the article are compared with the results of an experimental study.
Keywords: transmission lines; millimeter range wavelength; hybrid-integrated circuit; waveguide-platar technology; microstrip line; rectangular waveguide
