CC BY
2
УДК 538.36.08
Удосконалена методика розрахунку антени у вигляд! вщкритого кшця прямокутного хвилеводу з частковим д!електричним заповненням та штирем збудження
Артюшин Л. М.\ Колос Ю. О.2, Каращук Н. М?, Авсгевич Р. О.2, Коваль Д. В.2
1Державний науково-досл!дний ¡еститут ав!ацй 2Житомирський вшськовий ¡еститут ¡мен! С. П. Корольова
E-mail: knrn7(Фикг.ncl.
Представлено удоскопалепу методику розрахунку антенн у вигляд! в!дкритого шпця прямокутного хвилеводу з частковим д1електричпим заповпеппям (ЧДЗ) та штирем збуджеппя. Удоскопалеипя методики розрахунку аптепи полягае в одпочасиому врахувапш ефективпо! д1електричпо1 пропикпост! часткового д!електричпого заповпеппя. змши розм!р!в штиря збуджеппя та його змщеппя в1дпоспо oci хвилеводу для змепшеппя геометричиих розм!р!в поперечного перетипу хвилеводу та покращеппя узгоджеппя аптмш у визпачешй смуз! частот. 3 гцею метою значения ефективпо! д1електричпо1 про-1шкпост1 зпаходиться через власш иоперечш векторш фупкцп порож1шстого хвилеводу. В методигц зокрема наводиться удоскопалепий вираз (9) для розрахунку пормовапо! пров1дпост1 коакоалыю-хвилеводного переходу з! сторопи прямокутного хвилеводу. який дозволяв забезпечити узгоджеппя штиря збуджешш з коакоалыюю лш® живлеппя шляхом визпачеппя (оптим1зацп) його розм!р!в та положения у хвилеводь Використовуеться отримаиа формула для пормовапо! шуптуючо! пров1дпост1. що вноситься штирем, наваптажепим па опори zi тa z2, яка може бути застосовапа в р!зних часткових випадках за зм!ни характеру onopiB навантажень zi та z2 при розрахунку та проектуванш шших антен i елемептв техшки падвисоких частот. Представлен! граф!ки залежпостей коефкцепта стоячо! хвил! за папругою (КСХН) в!д частоти за р!зпих рад!усу. довжипи штиря збуджеппя та його змщеппя в1дпоспо oci прямокутного хвилеводу. За оптималышх розм!р!в та положения штиря збуджеппя покращепо узгоджмшя аптепп у визпачешй смуз! частот (змепшепо КСХН до р1впя. що по перевищуе 1.18 у смуз! частот 6 8ГГц). Також застосуваппя ЧДЗ дозволяв змепшувати геометричш розм!ри поперечного перетипу хвилеводу (до 61 % i бглыне) за його пезмишого електричпого розм!ру (для смуги частот 6-8 ГГц розм!р поперечного перетину прямокутного хвилеводу для хвши типу Д1_0 складае 23x10 мм за в1дпоспо1 д1електричпо1 ироникноси пластин товщиною сх = 6 мм, яка дор!внюе ег = 1, 9). Наводяться граф!ки пормованих д!аграм спрямовапост! аптмш в площппах Е та Н. Достов1ршсть та обгруптова-шсть отримаш1х результате забезпечуеться зб!жшстю результате розрахунку за грапичпих умов 1з в!домими результатами та зб!жшстю отримапих формул за одипицями вим1рюваппя.
Ключовг слова: прямокутпий хвилев1д: часткове д1електричпе заповпеппя: штир збуджеппя: коефщ!епт стоячо! хвил! за папругою: узгоджеппя: коакиалыю-хвилеводпий перех!д
DOI: 10.20535/RADAP.2020.82.5-13
Вступ. Постановка проблеми
Одним i3 порспоктивних тишв антон, яш засто-совуються в доапазош падвисоких частот (НВЧ), с ввдкрип кшщ хвиловодов прямокутного чи круглого иеретишв [1]. яш знаходять самоспйнс застосуваппя. зокрема, як слабкоспрямоваш антенн «шталышх аиарапв, опромпиовач1 дзеркалышх антон. елемен-ти фазованих антенних ренпток.
Антони у виглядо вадкритого кшця прямокутного хвилеводу характеризуются слабкою спрямова-nicTio i простотою в конструктивному илаш. Проте
вони мають пор1вняно великий розхпр поперечного перетнну в сантиметровому доапазош хвиль. Напрн-клад, для хвшп типу Ню та смуги частот 8-12 ГГц розм1р поперечного перетину складае 23x10 мм, а для смуги частот, наприклад, 6-8 ГГц - 29 x13 мм [2 7]. Змоншити геометричш розм1ри поперечного перетнну вадкритого кшця прямокутного хвилеводу за нозмшних олоктричних розм1р1в можна шляхом застосування часткового дгслоктричного заповнен-ня (ЧДЗ) [4 71.
За використання вадкритого кшця прямокутиого хвилеводу важливу роль мають способи збудження хвиль необхвдного типу Часпше для переходов ввд коакаально! лшп живлоння до хвилеводно! засто-совуеться електричний зв'язок [8]. При цьому штир збуджоння розташований иаралельно електричним силовим лпиям. Шдбираючи довжину штиря збу-дження 1Ш та ввдстань в1д нього до короткозамкне-но1 стшки 11, можна забезпечити необхвдне узгодже-ння. Ало зменшення втрат в антеш вказапого типу доцшыго досягти шляхом покращення узгодження.
1 Анал1з останшх дослщжень 1 публжацш
Розв'язок електродинам1чно! задач1 для частко-во заповноного хвиловоду (ЧЗХ) зводиться, в поршу чергу, до пошуку постайно! розповсюджоння [9.10]. Для визначоння постшних розповсюджоння та по.шв у ЧЗХ розроблоно ряд точних та наближоних методов [11.12]. яы характоризуються особливостями, що обможують 1х застосування в тому чи шшому випадку.
Метод, представлений в лиератур1 [13], мае до-статшо для практики точшеть. Тому доцшыго його застосування для розрахунку постайно! розповсюджоння з метою зменшення геометричних розмь р1в поперечного перетину прямокутного хвиловоду шляхом ЧДЗ. Оскшьки хвилеввд неоднорвдний, то вводиться ефективна доолоктрична проникшеть Ееф середовища, яке його заиовнюе, для розрахунку основних електродшкипчних характеристик [13]. Значения ееф знаходиться через власш поперечш ве-кторш функцп порожнистого хвиловоду [9,13]. Мо-дифшадоя ЧДЗ повинна бути такою, щоб передба-чати наявшеть пристрою збуджоння. Тому доцшыго 1з можлпвпх [13] обрати модифшадою 2 12 дв1 дь електричш пластиии, розташоваш симетричио бшя вузьких стшок хвиловоду.
Для модифшацп 2 12 ефективна дюлектрична проникшеть для хвшп типу Н10 мае такий вигляд:
£еф = 1 + (£г - 1) V,
(1)
де £г - в1дпоспа дюлектричпа пропикп1сть материалу, яким заповпепо хвилеввд; ^ - мпожпик заповпе-иия, який визначаеться иаступиим чипом:
'Ч = (1 - 8т(сж^ж)) гх
(2)
де сх - розмф Д1елоктричпо1 пластипи вздовж широко! стшки хвилеводу, м; Ьх - коефщент заповнення хвиловоду вздовж широко! стши1, який знаходиться за формулою:
Ьх = 2сх/а, (3)
де а - розьпр широко! стшки хвилеводу, м.
Розхпр широко! стшки хвиловоду, пов'язаний 1з ефективною д1електричною проникшетю ад, з ура-хуванням критично! довжини хвшп Лкр, визначае-ться таким чином [4,7]:
А
кр
(4)
Розм1р вузько! стшки хвилеводу Ъх вибираеться з умови Ьх = (0, 4 ... 0, 5) а [ , , ]. Нехай розьпр вузько! стшки з урахуванням вплпву ЧДЗ Ьхд = 0, 5 ад. Отриманий впраз (4) дозволяе врахуватп вплив ввд-носно! доолоктричнем ироникност доолоктрика ЧЗХ £г па змшу геометричних розм1р1в поперечного перетину прямокутного хвилеводу для хвшп типу Ню.
Критер1ем узгоджеиня пристрою збуджоння 1з хвилеводом с режим бЬкучсм хвшп в коакейаль-НШ ЛШП живлоння, тобто р1вшсть входного опору штиря збуджоння хвильовому опору коакейальнем лшп живлоння Zд. Вхщпий ошр штиря збудження в хвиловодо в загальному випадку с комплексною величиною. Активна частина вхадного опору заложить в основному в1д довжини штиря збуджоння, реактивна в1д довжини та товщини. На ввдмшу ввд вшьного простору, вхадний ошр штиря збуджеиия в хвиловодо заложить в1д структури поля в хвиловодо поблизу штиря.
Активну частину входного опору можна вважати р1вною опору випромпповання штиря збуджеиия в прямокутпому хвилевод1 Д^. Ошр вииромшюван-ия штиря збуджеиия в прямокутпому хвиловодо за наявноста вщбито! хвшп визначаеться ввдомим сшв-ввдношонням [8,15], яке враховуе зокрема змщення штиря збуджеиия ввдносно вузько! стшки хвилеводу Х1, вщетань ввд штиря збудження до ближчого вузла напруги /таХ1- Положения штиря збудження 11 рекомендуеться впбпратп 1з умови р1впост1 ре-активних частин проввдностей справа та зл1ва ввд нього ввдповвдно до виразу наводеного в [8]. Задаю-чи величини ж^ та /1, знаходиться довжина штиря збудження 1Ш, за яко! можна отримати необх1дне значения його видного опору.
Отже, для повного узгодження можна регулю-ватп довжину штиря збудження 1Ш та положения короткозамкнуто! ст1нки в хвилевод1 /1. Проте в ряд1 випадк1в для спрощоння конструкцп обмежуються одним рогулюваниям та допускають певно розузго-джоиия в коакаалыий л1нп живлоння. Кр1м того, ввдохй формули дають точш розультати тшьки за достатньо малих значень 1Ш 1 справедлив! за допущения, що в прав1й частиш прямокутного хвиловоду будо б1жуча хвиля [16].
На рис. 1 представлен! граф1ки зм1нп коофщь ента стоячо! хвпл1 за напругою (КСХН) у смуз1 частот 6 8 ГГц вадкритого к1нця прямокутного хвиловоду в поротиш розташування штиря збуджеиия, отримаш шляхом розрахунку та експорнменталышх доелвджоиь за вадомою методикою [8,16 18].
а„ =
д
1.8
1.6 1.4 1.2
6 6.5 7 7.5 8
Г, ГГц
Рис. 1. Графжи змши КСХН вщкритого кшця пря-мокутиого хвилеводу в перетиш розташування шти-ря збудження
Ввдповвдно до рис. 1. величина КСХН змпио-еться в межах ввд 1.32 до 1.87 за значонь розмь р1в поперечного перетииу прямокутного хвиловоду (29 х 13) мм.
Нормоваш д1аграми спрямованосп (ДС) вщкри-того кшця прямокутиого хвиловоду в площинах Е \ Н та коефщент шдсилоння ввдкритого кшця прямокутного хвиловоду [19.20] не враховують ЧДЗ.
Метою статт е удосконалення методики роз-рахунку антенн у вигляд1 вщкритого кшця прямокутного хвиловоду з частковим дюлектричним заповненням та штнрем збудження, яка врахувала б одночасно ефективну д1електричну проникшеть заповнення. змшу розм1р1в штиря збудження та його змщення ввдносно ой хвиловоду для зменше-ння геометричних розм1р1в поперечного перетину хвиловоду та покращеиия узгоджеиия антенн у ви-значешй смуз1 частот.
Антона (рис. 2) складаеться з вщлзка прямокутного хвиловоду 1. якнй збуджусться штнрем 2. та коакйалыго! лпш жнвлення 3. Паралельно вузькш стшщ хвнлеводу встановлеш прямокутш д1електри-чш пластини 4, а торцева стшка 5 с короткозамкну-тою.
Розрахунок збудження прямокутного хвиловоду виконано за використания методу, розглянутого в роботах [10.17.21]. 1з зд1йснснням його удосконалення.
На рис. 2 наведено наступи! иозначення амшптуд хвнль: С+п - амшптуда падаючо! на розкрнв хви-л1, що иоширюеться вздовж ой я; С+1 - амшптуда хвиль яка збуджена штнрем та розповсюджусться вздовж ой г до короткозамкнуто! торцево! стшки; С-1 - амшптуда хвшл, яка збуджена штирем та розповсюджуеться у напрямку до розкриву.
2.1 Опис удосконалено!" методики розрахунку антени у вигляд! вщкритого кшця прямокутного хвилеводу 13 ЧДЗ та штирем збудження
Порядок виведення формул, яш застосовуються в удосконалешй методищ описаний в лиератур1 [22].
1. Розрахунок довжннн хвшл в хвилевод1 Хх для хвшл типу Н10 за ведомою формулою [3], ефектив-но1 д1електричпо1 проникноста хвиловоду з ЧДЗ ееф за формулою (1) з урахуванням (2). (3). геометричних розм1р1в поперечного перетнну прямокутного хвилеводу з урахуванням ЧДЗ ад, Ъхд за настуини-мп виразами:
ад = а//^р , (5)
КСХН (/ )
(29 х13) м м
\Розра хунки
хЕксп еримент
6 6.5 7 7.5
/, ГГц
2 Виклад основного метер1алу
Антона у вигляд1 вщкритого кшця прямокутного хвнлеводу з частковим д1слектричним заповиеииям та штирем збудження в декартов1й систем! координат може бути зображена у виглядь наведеному на рис. 2.
^жд Ъ^у/Щ.
(6)
2. Розрахунок взаимного опору хвилеводу 1з ЧДЗ та штиря збудження Zxв з урахуванням його змь щення ввдносно ой хвилеводу за формулою [22]:
Zx
/М0 ¿и
81П
2 жа 1
£0 Ъх
ка
1 - (£)2'
(7)
дюлектричиа та магштиа проникноси 1 т-9Ф ----4п . 10-^. к =
де £о ,Мо
вакууму, ео = • 10 Мо ...
2^/ (\х//ееф ) - хвнльове число за розиовсюджен-ня хвшл в частково заповиеиому хвилеводь град/'м, рад/м.
3. Визиачеиия хвильового опору штиря збудження Zш з урахуванням його змщення ввдносно ой хвилеводу та ЧДЗ хвилеводу за формулою, яка мае наступний вигляд:
Рис. 2. Антона у вигляд1 ввдкрнтого кшця прямокутного хвнлеводу з частковим дюлектричним заповненням та штирем збудження
1п ■
81П ^^
1
(8)
д ег - радоус штиря збудження, м.
г
8
ЛгИивЬуп Ь. М., Ко1ой \"и. Л., КагаяЬсЬик N. М.. ЛувиоуусЬ К,. О., Коуа! В. V.
4. Знаходжоння нормовансм провщносп коакйалыго-хвилеводного переходу з1 сторони прямокутного хвилеводу У за формулою:
У = ^
2
а . гу
1
соэ к1„
к1„
+
гш
(1 — сов к1ш) + ] эт к1и
^ эт к1ш + ] соэ к1и
(ж (ад)
вд 1
(9)
де Zд - хвильовий ошр коакшально! лил! живлення, Ом.
Шдб1р розм1р1в та положения штнря збудження у формул! (9) з урахуванням (1) (8). за якнх значения нормовано! проввдносп переходу з1 сторони прямокутного хвилеводу У « 1.
5. Розрахунок амшптуди хвшл, яка збуджена штирем та випромшена в сторону розкриву, С+1 з урахуванням (7). (8) за формулою, гцо мае наступний вигляд:
Е-Ч Е«т ' Р1]кгш
1
1 — соэ к1„
к1п
+
{^z1z'l/z1a ) (1 — соэк1ш) + ^п+ соэ к1ш — 1 ^
+ ^ 81п Ь1Ш + со8 к1ш
1 к1и
(Ю)
де Р1 — норма власно! функгщ хвилеводу, Вт; Е-1« - напружешеть електричпого поля власпо! хвшл прямокутного хвилеводу, В/м; Е«т - напружешеть стороппього електричпого поля па штир1 збудження,
6. Визначення нормовано! шунтуючо! провщносп Уш, що вноситься штирем збудження в хвилевщ, навантажений на опори ¿1 та г2, з урахуванням ( ), ( ) за наступним виразом:
У = -21 т 2
1т Е_ 1с Е.
1« ^+1«
зкга
Р-1
соэ к1ш У 1 — +
Ц^г (1 — соэ Ыш) + эт Ыш + соэ Ыш — 1
вт к1и
V = -
1 ггг
2Г 1 + Г
с+
с+1 + с+„
(^р2 + эт Ыш + Щ-2 соэ к1и
.
7. Знаходжоння амшптуди падаючем хвшл иа розкрив ввдкритого кшця прямокутного хвилеводу з ЧДЗ С+п з урахуванням ( ) 1з формули [ ]:
Ен (0) =
соэ в + ^£еф — (\о/2ад )2
^ в1п в
(12)
( 2 ад вт 0 \ 2
1
(16)
8. Розрахунок косфшдента вщбиття вщ штиря збудження прямокутного хвилеводу з ЧДЗ з урахуванням знайденого значения С+ та ( ) за виразом [23,24]:
С+1
=
С.
+ п
(13)
КСХН(/) =
1 + |Г (/)| 1 — |Г (/)|.
Ее (в)
1 + £еф — (^о/2ад )2 соэ в
( крЬх
I 2
■ эш
яп в
де Ао — довжина хвил1 у вшьному простор!, м; ко = 2^/Ао — хвильове число у вшьному простор!, град/'м, рад/'м.
11. Знаходжоння коефщента шдсилоння ввдкрн-того кшця прямокутного хвилеводу з ЧДЗ С за формулою [19] з урахуванням ЧДЗ:
9. Визначення коофщента стоячсм хвил1 за на-пругою у смуз1 частот КСХН(/) за формулою [ ]:
С = 0, 81
Я^дЪхд )
А2
(14)
10. Розрахунок нормованих д1аграм спрямовано-ста (ДС) ввдкритого к1иця прямокутного хвилеводу з ЧДЗ у площинах Е Ее (в) та Н Ен (в) ввдповвдпо за впразамп [19], яш враховують Т1ДЗ:
1 + ^ — (^^ ) ^ — (
2а
ХЩ,
(17)
де щ - коефщент корпено! д1Т антенн.
Отже, удосконалена методика розрахунку анте-ии у вигляд1 ввдкритого к1иця прямокутного хвилеводу з ЧДЗ та штирем збудження враховуе офо-ктивну д1електричну проникшеть заповноння, роз-м1рн штнря збудження та його зм1щення в1дносно ос1 хвилеводу.
2
сов
х
1
х
2.2 Дослцження залежност! КСХН вщ змши розм!р!в та положения штиря збудження в прямокутно-му хвилевод! 1з ЧДЗ
У результат! проведеного дослщження визначе-но, що за рахунок часткового дюлоктричного запов-нення 1з застосуваппям двох доолоктричних пластин (рис. ) розьпрами сх = 6 мм, ввдносна доелектрична проникшеть яких дор1впюе £г = 1, 9 (фторопласт), можна зменшити поперечний перетин хвиловоду до (23 х 10) мм без змши смуги робочих частот (6 8ГГц).
За наводоною удосконалеиою методикою розра-хунку антенн у виглядо вщкритого кшця прямо-кутного хвиловоду з частковим дгслоктричним за-повненням та штирем збудження отримано графши залежностей КСХН ввд частоти за р1зного радоусу штиря збудження та 1Ш = 0,13А0, ад 1 = 0,26Ао (рис. 3).
КСХН (f)
КСХН (f)
\ r = ( ,046Х0
Ч r = 0,042Х0
r = 0,037Х0
r = 0,032Х0 r = 0,028Х0 r = 0,023Х0
/г = 0,021Х0 \r = 0,016Х0Х \r = 0,011Х0
6.5
7.5
f,ГГц
L = о,1бзх0
1ш = 0,14Х0 1ш = 0,116Х0
1ш = 0,093Х0/ 1ш = 0,07Х0
6.5
7.5
f, ГГц
Рис. 3. Графши залежностей КСХН вщ частоти за pi3iioro радоусу штиря збудження
Якщо радоус штиря збудження г збшынуеться, то його хвильовий onip Zm зменшуеться ( ), а зве-дена реактивна провщшеть зростае [13]. Оскшьки реактивна провщшеть пропорцпша потужносп реактивного поля, то значения амшптуд хвиль, яш збуджеш штирем у прямокутному хвиловодц зростае. Ввдповвдно збшьшуеться коефщент ввдбиття ввд штиря збудження та КСХН у смуз1 частот (рис. 3). За значонь змши радоусу штиря збудження в межах вщ 0,011Ао до 0,028Ао величина КСХН не поровищуе 2.
Графжи залежностей КСХН ввд частоти за pi-зно1 довжини штиря збудження та адi = 0, 26Ао, г = 0,016Ао наведено на рис. .
Рис. 4. Графжи залежностей КСХН ввд частоти за р1зно1 довжини штиря збудження
За збшыноння довжини штиря збудження значения його хвильового опору зростае, вщповщно зростае напруга вздовж штиря, що приводить до збшыноння амшптуди хвиль, збуджених штирем у прямокутному хвилеводь
Проте за цього зростае косфшдент ввдбиття ввд штиря збудження та КСХН (рис. 4). 3 шшого боку, за довжини штиря збудження, яка мошна ввд чверп довжини хвшл (/ш < Ао/4 ), вш мае емш-сну провщшеть, оскшьки в його реактивному по.ш переважае електрична енерпя. Амшптуда напруги вздовж штиря збудження збшьшуеться, а амшпту-да струму спадае. Тодо значения амшптуд хвиль, збуджених штирем у прямокутному хвилеводь буде змеишуватись. Вщповщно, коефщент вщбиття ввд штиря збудження та КСХН зменшаться (рис. 4). За значонь 1Ш = 0,07А0 та 1Ш = 0,093А0 КСХН не поровищуе 2.
Графши залежностей КСХН вщ частоти за рь зного змпцення штиря збудження та г = 0,016Ао, 1Ш = 0,13А0 представлено на рис. .
КСХН (f)
1.8
1.6
1.4
1.2
6.5
7.5 8
f ,ГГц
Рис. 5. Графжи залежностей КСХН вщ частоти за pi3iioro змщення штиря збудження
4
3
2
6
7
8
4
3
2
1
6
7
8
1
6
7
За змщення штиря збуджоння вщносно oci пря-мокутпого ХВИЛОВОДУ ДО ЙОГО вузько! CTillKII значения КСХН зменшуеться у смуз1 частот. Це ввдбу-васться за рахунок впливу дюлектричного ефекту за наявност ЧДЗ, змши хвильового опору штиря збуджоння та взаимного опору хвилсводу i штиря збуджоння таким чином, що нормована ировщшеть коакаалыго-хвиловодного переходу 3i сторони пря-мокутного хвилеводу наближаеться до одинищ. За змщень штиря збуджоння адi = 0,15Ао, адi = 0,18Ао, адi = 0, 2Ао значения КСХН у смуз1 частот не перевищус 1,4.
3 Анал1з отриманих даних
Отже, за використання удосконалено! методики забезпечуеться можливкть розроблення антен i3: зменшеним иоперечним иеретином хвилеводу до 61 % за його незмшних електричних po3MipiB (проте с можливкть гце зменшувати розм1ри поперечного перетину до необхщних шляхом змши £еф); покра-щеним узгодженням, що забезпечус значения КСХН у смуз1 частот 6 8 ГГц не бшыне 1.18 (вщ 1.04 до 1Д8).
Достов1ршсть та об1"рунтовашсть отриманих результате забезпечуеться зб1жшстю результате роз-рахунку за граничних умов (ад 1 = 0, 5ад, ег = 1 та с = var, сх = 0 та er = var) i3 вщомими результатами, а також зб1жшстю отриманих формул за одиницями втпрювання.
За формулами (15), (16) побудовано графши нормованих д1аграм спрямованоста антеии у вигляд1 вщкритого кшця прямокутного хвилеводу з ЧДЗ та штирем збуджеиия в площииах Е та Н (рис. 6).
Fe (0) FH (0)
1
0.8 0.6 0.4 0.2 0
Е
/и
0 30 60 90 120 150 180
0°
Рис. 6. Нормоваи1 ДС антеии у вигляд1 вщкритого кшця прямокутного хвилеводу з ЧДЗ та штирем збуджоння в площинах Е та Н
Ширина ДС (рис. 6) у площиш Н вужча, шж у площиш Е залежно вщ амшптудно-фазового роз-подшу та розм1ру аиертури. Але загалом ширина ДС антени знаходиться бшя 60°. У площиш Е pis-HOMipinifi амшптудний розподш, ало розм1р вузько!
стшки малий поршняно з розмцюм широкси стшки, тому ширина ДС бшына. У площиш Н амшптудний розподш можна вважати косинусним, оскшьки тов-щина та вщносна д1електрична проникн1сть пластин невелика. Змшу фазового розподшу можна усу пути шляхом змши довжини прямокутного хвнлеводу.
Висновки
1. У результат! проведеного дослщження удоско-налено методику розрахунку антенн у вигляд1 вщ-критого кшця прямокутного хвилеводу з частковим дюлектричним заповиеииям та штирем збуджоння, яка вщлзняеться вщ iciiyioniix врахуванням ефе-КТИВН01 д1електрично! проникност1 заповнення, роз-MipiB штиря збуджоння та його змщення вщносно oci хвилеводу, визначенням нормовано! провщност коакйалыго-хвилеводного переходу 3i сторони прямокутного хвнлеводу. Це дозволяе зменшуватн гео-метричш po3Mipn поперечного перетнну хвнлеводу (до 61% i бшыне) за його незмшного електричного розм1ру, а також покрашувати узгодження антени у внзначен1й смуз1 частот (зменшуватн КСХН до piBira, що не перевищус 1,18 у смуз1 частот 6 8 ГГц).
2. Отримано формулу (11) для нормовано! шун-туючо! ировщност, що вноситься штирем, наванта-женим на опори z1 та z2, яка може бути застосована в pi3iinx часткових випадках за змши характеру onopis паваптажепь z1 та при розрахунку та проектуванн1 iiiiHiix антен i елементв техн1ки на-двисоких частот.
3. Анаттичний опис нормовано! ировщност коакйалыго-хвилеводного переходу 3i сторони прямокутного хвилеводу (9) дозволяе забезпечитп узгодження штиря збуджоння з коакйальною jiiirieio живлення шляхом визиачеиия (опттнзацп) його po3MipiB та положения у хвилеводь
4. Достов1ршсть та об1"рунтовашсть отриманих результате забезпечусться зб1жшстю результате розрахунку за граничних умов i3 вщомими результатами та зб1жшстю отриманих формул за одиницями втпрювання.
5. Практичним значениям результате досль джень с можливготь синтезу (проектування) антенн з покращеним узгодженням та зменшеним попере-чним перер1зом хвилеводу за незмшних його електричних po3MipiB.
6. Перспективи иодальших досл1джень у цьому напрям1 полягають у розв'язанш задач1 оиттнзацп po3MipiB i положения штиря збуджоння та параме-тр1в ЧДЗ з метою мптнзацп коефщента стоячо! хвшп за наиругою у заданному д1аиазош робочих частот.
Перелж посилань
1. Steven Gao. Advanced Antennas for Small Satellites / Gao Steven. Rahmat-Samii Yahva, E. Hodges
Richard, Yang Xue-Xia // Proceedings of the IEEE. 2018. Vol. 106, No. 3. pp. 391 403. DOl: 10.1109/.IPROC.2018.2804664.
2. Berenguer A. Analysis of Multipactor Effect in a Partially Dielectric-Loaded Rectangular Waveguide /
A. Berenguer, A. Coves, F. Mesa, E. Bronchalo,
B. Oimeno // IEEE Transactions on Plasma Science. 2019. Vol. 47, No. 1. pp. 259 265. DOl: 10.1109/TPS.2018.2880652.
3. Nefyodov E. 1. Electromagnetic Fields and Waves: Microwave and mmWave Engineering with Generalized Macroscopic Electrodynamics /Е. 1.Nefyodov, S. M. Smolskiy. Textbooks in Telecommunication Engineering, 2019. 315p. ISBN :978-3-319-90847-2.
4. Nefyodov E. Transmission lines of microwave and mm-wave ranges: computerized lecture course / E.Nefyodov, B. Kliuev. Textbook. LAP LAMBERT Academic Publishing OmbH & Co., Saarbrucken, Oermany, 2016. 544 p.
5. Гольдштейи Л. Д. Электромагнитные поля и волны / Гольдштейи Л.Д., Зериов H.H. Москва: Сов. радио, 1971. 615 с.
6. Shcherbinin V. 1. Cutoff Frequencies of a Dielectric-Loaded Rectangular Waveguide With Arbitrary Anisotropic Surface Impedance / V. 1. Shcherbinin, B. A. Kochetov, A. V. Hlushchenko, V. 1. Tkachenko // IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques. 2018. Vol. 67, No. 2. pp. 577 583. DOl: 10.1109/TMTT.2018.2882493.
7. Shcherbinin V. 1. HE-and EH-hybrid waves in a circular dielectric waveguide with ananisotropic impedance surface / V. 1. Shcherbinin, С. 1. Zaginaylov, V. 1. Tkachenko // Problems of Atomic Science and Technology. 2015. Vol. 98, No. 4. pp. 89 93.
8. Аитеииы и устройства CB4. Расчет и проектирование аитеииых решеток и их излучающих элементов /Воскресенский Д. 11., Грановская Р. А., Гостюхии В. Л., Филиппов В. С. Москва: Сов. радио, 1972. 320 с.
9. Егоров Ю. В. Частично заиолиеииые ирямоугольиые волноводы/ Ю. В. Егоров. Москва: Сов. Радио, 1967. 216 с.
10. Вайиштейи В. А. Электромагнитные волны/В. А. Вайиштейи. Москва: Радио и связь, 1988. 436 с.
11. Donchenko A. V. Measurements of the Permittivity of Materials Using the Double-Ridged Waveguide / A.V. Donchenko, C.F. Zargano, V.V.Zemlyakov // 14th International Scientilic-Technical Conference APE1E, Novosibirsk. 2018. pp. 29 32.
12. Donchenko A. V. Hybrid types of waves in the ridged waveguide with the piecewise-layered dielectric filling / A. V. Donchenko, C. F. Zargano // 2016 International Conference on Actual Problems of Electron Devices Engineering (APEDE), Saratov. 2016. pp. 1 6. DOl: 10.1109/APEDE.2016.7878892.
13. Маиойлов B. 11. Розрахуиок хвиловодш з частковим дюлоктричшш заиовиеииям / В.11. Маиойлов , В.В. Чухов// BicuuK НТУУ „Kill". Радютехшка. Радюаиа-ратобудуваиия. 2006. Вии. 33. С. 91 100.
14. 1ваиов В. О. Тоорш електромагштиого поля : шдру-чиик / В. О. 1ваиов, С. 1. Габрусеико, .4. В. СЛбрук. Кшв :' НАУ, 2017. 334 с. ISBN: 978-966-932-039-1.
15. Кочии В. Н. Моделирование несимметричного верти-кальиого вибратора конечной толщины ири осесимме-тричиом возбуждении / В. Н. Кочии // Радиофизика и радиоастрономия. 2002. Т. 7, № 1. С. 17 28.
16. Айзенберг Г. 3. Аитеииы ультракоротких воли / Г. 3. Айзенберг. Москва: Связьиздат, 1957. 699 с.
17. Лебедев 11. В. Техника и приборы СВЧ / 11. В. Лебедев. Москва: Высш. школа, 1970. 437 с.
18. Шаров Г.А. Основы теории сверхвысокочастотиых линий передачи, цеией и устройств / Г.А.Шаров. Москва: Горячая линия Телеком, 2016. 470 с.
19. Фрадии А. 3. Литеиио-фидериые устройства: учеби. пособие. / Л. 3. Фрадии. Москва: Связь, 1977. 440 с.
20. Шифрии Я. С. Аитеииы / Я.С. Шифрии. Харьков: В11РТА им. Л. А. Говорова, 1976. 408 с.
21. Markina A. Reducing the problem of waveguide excitation by currents in cross-section to a system of integral volterra equations /Л.Markina, N. Pleshchinskii, D.Tumakov // 3CT1C. Cuadernos de desarrollo aplicados a las TIC. 2019. pp.106 125. DOLIO. 17993/3ctic.2019.83-2.106-125.
22. Маиойлов В. 11. Дослщжеиия олоктродицамЬших характеристик аитеии у вигляд! выкрытого кшця иря-мокутиого хвилеводу ¡3 частковим д1електричиим за-иовиеииям та штирем збуджеиия / В.11. Маиойлов, В. В. Чухов, Н.М. Каращук // BicuuK ЖДТУ. Texui4iii науки. 2019. № 1 (86). С. 219 227.
23. .lentschura U. D. Advanced Classical Electrodynamics. Creen Functions, Regularizations, Multipole Decompositions / U. D. .lentschura. Singapore: World Scientific Publishing Company, 2017. 370 p. DOLIO.1142/10514.
24. Данилин А. А. Измерения в радиоэлектронике: учебное пособие / А. А.Данилин, Н. С. Лавреико. Санкт-Петербург: Идательство "Лань", 2017. 408 с.
References
[1] Cao S., Rahmat-Samii Y., Hodges R.E. and Yang X. (2018) Advanced Antennas for Small Satellites. Proceedings of the IEEE, Vol. 106, Iss. 3, pp. 391-403. DOl: 10.1109/jproc.2018.2804664
[2] Berenguer A., Coves A., Mesa F., Bronchalo E. and Oimeno B. (2019) Analysis of Multipactor Effect in a Partially Dielectric-Loaded Rectangular Waveguide. IEEE 'lYansactions on Plasma Science, Vol. 47, Iss. 1, pp. 259265. DOl: 10.1109/tps.2018.2880652
[3] Nefyodov E. 1., Smolskiy S. M. (2019) Electromagnetic Fields and Waves: Microwave and mm Wave Engineering ■with Generalized Macroscopic Electrodynamics. Textbooks in Telecommunication Engineering, 315p. ISBN: 978-3-31990847-2.
[4] Nefyodov E., Kliuev B. (2016) Transmission lines of microwave and mm-wave ranges: computerized lecture course. Saarbrucken, Oermany, Textbook. LAP LAMBERT Academic Publishing OmbH & Co., 544 p.
[5] Ooldshtejn L. D., Zernov N.V. (1971) Ehlektromagnitnye polya i volny [Electromagnetic fields and waves]. Moskva, Sov. radio, 615 p.
[6] Shchorbinin V.I.. Kochetov B.A.. Hlushchenko A.V. and Tkachonko V.l. ("2019) CutoIT Frequencies of a Dielectric-Loaded Rectangular Waveguide With Arbitrary Anisotropic Surface Impedance. IEEE Transactions on Microwave. Theory and Techniques, Vol. 67. Iss. "2. pp. 577583. DOl: 10.1109/tmtt.2018.2882493
[7] Shchorbinin V. 1.. Zaginaylov G. 1.. Tkachonko V. 1. (2015) HE-and EH-hybrid waves in a circular dielectric waveguide with ananisotropic impedance surface. Problems of Atomic Science and Technology. Vol. 98. No. 4.. pp. 89 93.
[8] Voskpesenskyi D.Y.. Hranovskaia R.A.. Hostiukhyn V.L.. Fylyppov V.S. (1972) Antennu y ust.roist.va SVCh. tiaschet y proektyrovanye antennykh reshetok y ykh yzluchai-ushchykh elementov [Calculation and design of antenna arrays and their radiating elements]. Moskva. Sov. radyo Publ.. 320 p.
[9] Ehorov Yu.V. (1967) Chastychno zapolnemiye pri-amouholnye volnovody [Partially Filled Rectangular Waveguides]. Moskva. Sov. radyo Publ.. 216 p.
[10] Vainshtein V.A. (1988) Elektromahnytnye volny [Electromagnetic waves]. Moskva. Radvo v sviaz Publ.. 436p.
[11] Donchenko A.V.. Zargano G.F. and Zomlyakov V.V. (2018) Measurements of the Permittivity of Materials Using the Double-Ridged Waveguide. 2018 XIV International Scientific-Technical Conference on Actual Problems of Electronics Instrument Engineering (APEIE), pp. 29 32. DOl: 10.1109/apeie.2018.8546230
[12] Donchenko A.V. and Zargano G.F. (2016) Hybrid types of waves in the ridged waveguide with the piecewise-layered dielectric tilling. 2016 International Conference on Actual Problems of Electron Devices Engineering (APEVE), pp. 1 6. DOl: 10.1109/apodo.2016.7878892
[13] Manoilov V. P.. Chukhov V. V.(2006) Rozrakhunok khvylevodiv z chastkovym dielektrychnym zapovnenniam [Calculation of the waveguied with the shape dielectric fulfills]. Visnyk NTIJU KP1 Seriia Radiotekhnika Radi-oaparatobuduvannia. No. 33. pp. 91 100.
[14] Ivanov V. O.. Habrusenko Yo. 1.. Sibruk L. V. (2017) Teoriia elektromahnitnoho polia: pidruchnyk [Electromagnetic Held theory: study guide]. Kyiv : NAU. 334 p. ISBN: 978-966-932-039-1.
[15] Kochyn V. N. (2002) Modelyrovanye nesymmetrychnoho vertykalnoho vybratora konechnoi tolshchyny pryosesymmetrychnom vozbuzhdenyy [Modeling of an asymmetric vertical vibrator of Unite thickness under axisymmetric excitation]. Radio physics and radio astronomy. Vol. 7. No. 1. pp.17 28. D01:10.15407/rpra.
[16] Aizenberh H. Z. (1957) Antenny ultrakorotkykh voln [VHF Antennas]. Moskva. Sviazyzdat Publ.. 699 p.
[17] Lebedev Y. V. (1970) Tekhnyka y prybory SVCh [Microwave equipment and devices]. Moskva. Vyssh. shkola Publ.. 437 p.
[18] Sharov H. A. (2016) Osnovy teoryy sverkhvysokochastotnykh lynyi peredachy, tsepei y ustroistv [Fundamentals of the theory of microwave transmission lines, circuits and devices]. Moskva: Horiachaia lynyia Telekom. 470 p.
[19] Fradyn A. Z. (1977) Antenno-fydernye ustroistva: uchebn. posobye. [Antenna feeder devices: study guide]. Moskva. Sviaz Publ.. 140 p.
[20] Shyfryn Ya. S. (1976) Antenny. [Antennas]. Kharkov. VYRTA ym. L. A. Hovorova Publ.. 408 p.
[21] Markina A.. Pleshchinskii N. and Tumakov D. (2019) Reducing the problem of waveguide excitation by currents in cross-section to a system of integral volterra equations. 3C TIC: Cuadernos de desarrollo aplicados a las TIC. pp. 106-125. DOl: 10.17993/3ctic.2019.83-2.106-125
[22] Manoilov V. P.. Chukhov V. V.. Karashchuk N. M. (2019) Research of electrodynamics characteristics of antennas in the form of an open end of a rectangular waveguide with partial dielectric filling and excitation pin. The .Journal of Zhytomyr State Technological University. Series: Engineering, Iss. 1(83). pp. 219-227. DOl: 10.26642/tn-2019-l(83)-219-227
[23] .lentschura U. D. (2017) Advanced Classical Electrodynamics. Green Functions, tiegularizations, Multipole Decompositions. Singapore: World Scientific Publishing Company. 370 p. D01:10.1142/10514.
[24] Danylyn A. A. (2017) Yzmerenyia v radyoelektronyke: uchebnoe posobye [Measurements in Electronics: A Training Manual]. Sankt-Peterburh: Ydatelstvo "Lan", 408 p.
Усовершенствованная методика расчета антенны в виде открытого конца прямоугольного волновода с частичным диэлектрическим заполнением и штырем возбуждения
Артюшин Л. М., Колос Ю. А., Каращук Н. Н., Авсиевич Р. А., Коваль Д. В.
Представлено усовершенствованную методику расчета антенны в виде открытого конца прямоугольного волновода с частичным диэлектрическим заполнением (ЧДЗ) и штырем возбуждения.
Усовершенствование методики расчета аптеппы заключается в одновременном учете эффективной диэлектрической проницаемости частичного диэлектрического заполнения, изменения размеров штыря возбуждения и его смещение относительно оси волновода для уменьшения геометрических размеров поперечного сечения волновода и улучшения согласования аптеппы в определенной полосе частот. С этой целыо значение эффективной диэлектрической проницаемости находится через собственные поперечные векторные функции полого волновода. В методике в частности приводится усовершенствованное выражение (9) для расчета нормируемой проводимости коаксиалыю-волповодпого перехода со стороны прямоугольного волновода, которое позволяет обеспечить согласование штыря возбуждения с коаксиальной лилией питания путем определения (оптимизации) его размеров и положения в волноводе. Используется полученная формула для нормированной шунтирующей проводимости, вносимой штырем, нагруженным на сопротивления zi и z2, которая может быть применена в различных частных случаях при изменении характера сопротивлений нагрузок г1 и при расчете и проектировании других антеии и элементов техники сверхвысоких частот.
Представлены графики зависимостей коэффициента стоячей волны по напряжению (КСВН) от частоты при различных радиусе, длине штыря возбуждения и его смещении относительно оси прямоугольного волновода. При оптимальных размерах и положении штыря
возбуждения улучшено согласование антенны в определенной полосе частот (уменьшен КСВН до уровня, не превышающего 1.18 в полосе частот 6 8 ГГц).
Также применение ЧДЗ позволяет уменьшать геометрические размеры поперечного сечения волновода (до 61 % и более) без изменения электрического размера (для полосы частот 6 8 ГГц размер поперечного сечения прямоугольного волновода для волны типа Ню составляет 23x10 мм при относительной диэлектрической проницаемости пластин толщиной сх = 6 мм, которая равна er = 1, 9). Представлены графики нормированных диаграмм направленности аптеппы в плоскостях Е и Н.
Достоверность и обоснованность полученных результатов обеспечивается сходимостью результатов расчета при граничных условиях с известными результатами и сходимостью полученных формул по единицам измерения.
Ключевые слова: прямоугольный волновод: частичное диэлектрическое заполнение: штырь возбуждения: коэффициент стоячей волны по напряжению: согласование: коаксиалыго-волповодпый переход
Improved Calculation Method of Antenna in a Form of Open End of a Rectangular Waveguide with Partial Dielectric Filling and an Excitation Pin
Artimhyn L. M., Kolos Yu. O., Karashchuk N. M., Avsiievych R. О., К oval D. V.
An improved methodology for calculating an antenna in the form of the open end of a rectangular waveguide with partial dielectric filling (FDF) and an excitation pin is introduced.
An improvement in the antenna calculation method is provided by simultaneously taking into account the effective dielectric constant of a partial dielectric filling, changing the dimensions of the excitation pin and its displacement relative to the waveguide axis to reduce the geometric
dimensions of the waveguide cross section and antenna matching in a certain frequency band enhancement.. With this purpose, the value of the effective dielectric constant can be found through the intrinsic transverse vector functions of the hollow waveguide. In particular, the method provides an improved equation (9) to calculate the normalized conductivity of a coaxial waveguide transition from the side of a rectangular waveguide, which allows matching the excitation pin with the coaxial power line by determining (optimizing) its size and position in the waveguide.
The obtained formula is used for normalized shunt conduction introduced by a resistance-loaded pin zi and z2, which may be applied in various certain cases when changing the nature of the load resistances zi and £2 when calculating and designing other antennas and elements of microwave technology.
The graphs of the dependences of the voltage standing wave ratio (VSWR) on the frequency for different radius, length of the excitation pin and its displacement relative to the axis of the rectangular waveguide are presented. With the optimal size and position of the excitation pin, the antenna matching in a certain frequency band is improved (the VSWR is reduced to a level not exceeding 1.18 in the 6-8 GHz frequency band).
Also, the use of FDF allows to reduce the geometric dimensions of the cross section of the waveguide (up to 61% or more) without changing the electric size (for the 6 8 GHz frequency band the cross-sectional size of a rectangular waveguide for a wave Hio is 23x10mm at a relative dielectric constant of plates thick cx =6 mm, which equals to er = 1, 9). The chart of normalized antenna patterns in the E and H planes are presented.
The reliability and validity of the results obtained is ensured by the convergence of the calculation results under boundary conditions with known results and the convergence of the formulas obtained in units of measurement.
Key words: rectangular waveguide: partial dielectric filling: excitation pin: voltage standing wave ratio: matching: coaxial waveguide transition
