ШИРОКОПОЛОСНАЯ СИСТЕМА РАДИОСВЯЗИ ПОВЫШЕННОЙ СКОРОСТИ ПЕРЕДАЧИ ИНФОРМАЦИИ Текст научной статьи по специальности «Электротехника, электронная техника, информационные технологии»

«Труды МАИ». Выпуск № 81 www.mai.ru/science/trudy/

УДК 621.391

Широкополосная система радиосвязи повышенной скорости

передачи информации

Филатов В. И.

Военная Академия военная академия ракетных войск стратегического назначения имени Петра Великого, Китайгородский проезд, 9/5, Москва, 109074, Россия

е-та11: vfil10@mail.ru

Аннотация

Изложены новые научно-методические положения по повышению скорости передачи информации по каналам радиосвязи, которые легли в основу разработки предлагаемых передающего и приемного устройств для перспективной системы радиосвязи с повышенными требованиями к скорости передачи информации по радиоканалам и помехоустойчивости сигналов.

Ключевые слова: сигнально-кодовая конструкция, амплитудно-инверсная модуляция, спектрально-энергетическая эффективность, помехоустойчивость, скрытность, псевдослучайные последовательности, ортогональные сигналы.

Интенсивное развитие систем сотовой, беспроводной, спутниковой и

профессиональной стационарной и подвижной радиосвязи привело к активному

использованию частотного ресурса. Ограниченность частотного ресурса и

возросшая потребность в больших объемах информационного трафика привели к

1

необходимости изыскания новых способов обеспечения абонентов высокоскоростными радиоканалами круглосуточного доступа.

Одним из возможных способов повышения эффективности использования частотного ресурса являются комплексное применение ортогональных частотного или кодового разделения каналов совместно со спектрально-эффективными методами модуляции сигналов. Таковыми являются м-ичные амплитудные или фазовые способы модуляции сигналов. В современных системах связи наиболее распространены на сегодняшний день широкополосная сигнально-кодовая конструкция (СКК) на основе ортогональных семейств последовательностей. Этот факт обусловлен преимуществом широкополосных сигналов в показателе помехоустойчивости в совокупности с применением ортогональных СКК с низким коэффициентом взаимной корреляции.

Для синтеза системы радиосвязи с повышенными требованиями к скорости передачи информации был выработан подход, основанный на анализе и применении наиболее энерго-спектрально-эффективных конструкций сигнала, а именно -использование многоканального построения системы радиосвязи с ортогональным кодовым разделением каналов на нелинейных производных кодовых последовательностях и квадратурной многоуровневой амплитудно-инверсной модуляцией (КАИМ) сигналов в каждом канале.

Каждый канал состоит из двух квадратурных каналов. В синфазном канале для передачи т символов двоичной информации используется кодовая последовательность П1, а в квадратурном канале для передачи второй комбинации

из т символов двоичной информации - последовательность П2. Причём, П1 ортогональна П2. При этом, старший разряд т-значной кодовой комбинации определяет вид последовательностей П1 и П2 - прямая или инвертированная (инверсная), а остальные т-1 информационных разрядов определяют дискретное значение амплитуды последовательности.

В свою очередь, в приёмнике (корреляторе или согласованном фильтре конкретного информационного канала приёмника) в каждом квадратурном канале производится свёртка принимаемых последовательностей П1 и П2 с последующим определением в амплитудно-инверсном демодуляторе (АИД) знака отклика согласованного фильтра или коррелятора, а затем определения в каждом квадратурном канале (т-1) - разрядного номера интервала амплитуд, в котором находится амплитуда отклика принятого сигнала (Рис.1) Следовательно, в каждом канале (демодуляторе - КАИД) приёмника производится одновременная оценка 2т двоичных единиц принимаемой информации.

Ат

+,Ат2 .

—9 I

"+ Ат

-А2 ф = п -А1 0 А1 ф = 0 А2

Рис. 1 Амплитудно-инверсная модуляция в одной квадратуре

Для определения значений параметров характеристик помехоустойчивости достаточно оценить ее в одном из квадратурных каналов. Оценка помехоустойчивости в синфазном (квадратурный канал будет обладать теми же значениями параметров характеристик помехоустойчивости) канале показала, что

вероятность правильного приёма для /-го интервала амплитуд может быть

представлена в следующем виде:

Рпр.г = Рпр.Ai ( Ami / % )• Рпр%(%- ) ,

(1)

где РпрА (Ami/% ) = erf i-^-) , а erf(х) = J exp (--t2 )dt, тогда

W'"¡П о

Г f

Рпр%(% ) = erf

T

Л

A2

. T7 _ mi . г 2

(2)

2

a = #0/2 - спектральная плотность мощности шума в каком-либо квадратурном канале;

Ami = (Ai -Ai-1)/2 - математическое ожидание амплитуды сигнала на i-м интервале;

Ai, Ai.1 - граничные значения амплитуд i-го интервала. Тогда вероятность ошибочного приёма одного бита информации:

Рош

M

M-1

1 -±

M

—i

2 1 / \

S РпрА ( Аш / %) • Рпр% % ) ^ (1 + Р прА V mM/2 / J пр%(%М/2 )

(3)

где 1< г < М/2-1.

В последнем выражении второе слагаемое определяет среднее значение вероятности правильного приёма символа, состоящего из т двоичных единиц информации на верхнем (М/2-м) интервале. Значения нижних границ интервалов и размеры интервалов таковы, что на каждом интервале обеспечивается селекция амплитуд сигналов с заданной вероятностью ошибочного приёма информационного символа Рошз. Размеры интервалов имеют различную величину из-за того, что результирующая вероятность ошибочного приёма символа зависит от надёжности

определением знака символа и надёжности селекции амплитуды сигнала.

Указанные особенности декодирования КАИМ сигналов определяют большую энергетическую эффективность рассматриваемого метода модуляции относительно других спектрально-эффективных методов модуляции сигналов, таких как М-РБК, КАМ.

На рис.2 приведены графики энергетической эффективности (отношения сигнал/шум на бит) рассматриваемого метода модуляции т-КАИМ сигналов и т-КАМ для различных значений заданной вероятности ошибки на бит информации.

Рис. 2 Оценка энергетической эффективности 2т-КАИМ и т-КАМ При использовании модуляции КАИМ в каждом из квадратурных каналов передаются одновременно по т бит информации (в обоих квадратурных каналах -2т бит информации) с числом уровней амплитудной модуляции МАИМ = 2т в каждом, тогда как при использовании 2т-КАМ число уровней квантования амплитуды сигнала МКАМ = 22т, т.е. значительно превышает число уровней квантования амплитуды сигнала в случае использования 2т-КАИМ при одинаковом числе одновременно передаваемых бит информации. В связи с чем, энергетические

затраты на бит информации в случае КАМ значительно превышают энергетические

затраты на бит в случае использования КАИМ. Как следует из рис.2, например, для

Рош = 10-6 на бит информации и 2т = (4; 6) бит, энергетический выигрыш в случае использования КАИМ составляет около 6 дБ при т = (4 и 6) для КАМ.

Эксперимент показал, что полученные при машинном моделировании результаты оказались незначительно лучше рассчитанных аналитически.

10 15

Рс/Рш[дБ1 на бит

Рис.3. Сравнение полученных в ходе моделирования результатов с расчетными значениями

Полученные результаты свидетельствуют о повышении энергетического преимущества при модуляции приблизительно на 3.5 дБ по сравнению с QAM. Минимальная ширина полосы пропускания канала (F), необходимая для передачи данных в основной полосе частот без межсимвольных искажений со скоростью Rs= HTs символов в секунду, равна 1/(2Ts) Гц (в 2 раза меньше частоты опросов детектора). Частотная полоса системы с М-ичной частотной манипуляцией F = M/Ts. Следовательно, спектральная эффективность систем с амплитудно-фазовой и частотной манипуляцией:

С = Vs log2M

(4)

С = F log2 (1 + —) = Vs log2 (1 + —),

N s N (5)

Rb /F = log2M (QAM) и Rb /F = (log2M)/M (FSK).

Согласно [1], наиболее эффективными по данному показателю, являются MPSK и М-QAM модуляция.

Таблица 1

Сравнительная характеристика энергетических затрат на бит информации при различных видах модуляции (значения для M-QAM взяты из источника [3])

Рош/бит Бит/символ М-PSK M-QAM M-QAPM

ю-3 8 17,1

6 15 12,24

4 15 11 7,64

104 8 18,69

6 17 13,84

4 16 12,7 9,27

Ю-5 8 19,98

6 18 15,14

4 18 14,3 10,49

Ю-6 8 21,17

6 21,8 15,97

4 19 14,5 11,58

Как следует из таблицы 1, наиболее приемлемым видом модуляции из

рассмотренных, является м-ичная квадратурная амплитудно-инверсная модуляция.

Рассмотрим работу приемника-обнаружителя (рис.4) предлагаемой СКК и

оценим качество приема сигнала. В математическом виде преобразования появятся

составляющие суммарной и разностной частот. Составляющие суммарной частоты

подавляются фильтрами промежуточной частоты, а составляющие разностной частоты (промежуточной - Юр) проходят через фильтры.

Рис.4. Распределение спектрально-эффективных видов модуляции под диаграммой Сандерса

Тогда на выходах перемножителей в синфазном и квадратурном каналах имеем для сигнала: в синфазном:

^ (г) = * (г) • (г) =

А ^ ^

1 0 • Е [1 1 • cos(®0t + ) +1 2Н • + &2и)] • cos (ю^ + р) :

А N-1 г

10 •Е\_1 1й • cos (ю а+в\г - р)+12Й • sin (ю1йх+в21г - р)\;

в квадратурном:

(г) = ) • и8ш (г) =

1 01 1г • + ) +1 2 ■ + ^2н)]• sin(ю^ + р) ■

А N- р

•1 0 •Д-1 1 • ^ (Юдг + в\г -()+ 1 2г • COS (юд +в2и -р)\

(6)

- для шума, соответственно:

n(t) • ugcS (t) = [ncs (t) co H* + И (t)) + nsn (t) sin $0t + y/(t))] • со i®gt + ф) =

= [cos^t + И) - ф)] + ^ [sinK/ + ¥(t) - ф) ];

n(t) • Ugsn (t) = [ncs (t)c0 (®0* + ^(t)) + nsn (t)sin Фо* + И))]^ sin Фgt + ф) =

U0sn [cos^t + И) - ф)] -^ [sin(0(át + И) - ф)]

2 ь ..... 2

где ишс5, ишт - амплитуда шумов в синфазном и квадратурном каналах,

соответственно.

Таким образом, на входы корреляторов в подканалах слежения за несущей и тактовой частотами поступает соответственно сумма сигнала и шума в виде:

А V

u..~ (t) =

eaocs \ J

10 • Е[1 1 • cos(0ídt+е\а -ф) + 'i 2Й • sm^j+62a - ф)] ■

+^ [cos(0(át + И ) - ф)] + [sin^t + И) - ф)];

2 L .....J 2

Л V

(9)

Ueaosn (t) = 1 0 • Е [1 2i • cos(0i,t + 62г t - ф) -1 \ • s/n(0(át + 6 - ф)] ■

u

+ 0sn

[cos(0i.dt + y/(t) - ф)] - [sin(®i.dt + y/(t) - ф)].

2 ь ..... 2

Далее, сигналы (2.57) поступают на 1-й и 2-й входы корреляторов, а на 3-й вход

коррелятора 3 поступает опорная последовательность I11 = I 0 • I11, тогда как на 3-й

вход коррелятора 4 подаётся опорная последовательность / 21 = I 0 • I 21 от

формирователя опорных сигналов (здесь и далее рассматривается первый канал приёмника).

В корреляторах осуществляется перемножение входного и опорного сигналов и фильтрация составляющих сигнала и шумов в фильтрах промежуточной частоты, т.е. корреляционная свёртка и фильтрация сигнала, а значит и селекция определённых составляющих сигнала.

Таким образом, используя последовательность 1 11 и 1 21, сигнал в корреляторе 3 в синфазном и квадратурном каналах, соответственно:

и— (г)• 1 0• 11 = и... (г)• 1 1 =

еаосБУ / 1 еаосзУ / 1

1 1и • ы^Юд! + 0\1 -р) +

+1 2г • эт(Юдг + в2а -р)

+1 11

[^(югд + ^) - р)] [^П(юд + ) - р)]

и.- (г)• 1 0• 11, = и... (г)• 1 1, =

еао?п V / 1 еаозпУ; 1

/ 21г • COS (юд + в2а -р)--1 1 • эт (Юдг + в1г1 -р)

+1 1,

и

- [^(юд + у/(г) - () ] - ^ |>п(юд + у/(г) - р)]

и... (г)• 1 0• 1 ъ = 12. • и... (г) =

еаося\ ; 1 1 еас V /

1 11г • COs(ю.дг + в1г1 -р) +

+/ 2Й • 8гп(юд + в2а -р)

+1 2 •

и

! 2 [^(юд + щ(г)-р)^-^^пЮ + щ(г)-р)];

и., (г) • 1 0 • 1 ъ = и.. (г) • 1 ъ =

аозпУ; 1 ао?п V / 1

1 2 • ^(Ю^ + ^2г7 -р) -

-1 1 • Ят(ю.дг + 0].„ -р)

(10)

(11)

Аналогично, свёртка сигнала в 4-м корреляторе с опорной последовательностью I 21 = 1 0 • 1 2 приводит к следующему результату:

(12)

и

+1 21 •

2 [^(юд + у/(г) - р)] |>п(юд + у/(г) - р)].

(13)

Далее, в подканале слежения за несущей частотой после прохождения сигналов через линии задержки производится второе преобразование частоты с переносом спектра сигнала на видеочастоту и фильтрация сигнала

(интегрирование). В качестве гетеродина используется генератор опорной частоты юпр. В синфазном канале коррелятора 3 получим:

иёооо* 0) • I 11 • (^):

А N-1

А I

2л2

и„

I ¡1 • I 1й • + в\а -< +

+1 11 • I 21г • ВШ^ + в21г,

+1 \ }

АЫ

[сов(0д + у (г) - <)] + ^ [вт(0д + у (г) - <)]

• вт(0гдг) =

и„

—^В1п (в, -<) + 7 N •■¡-^ 4л/2 11 1 4

• В1Щ <-

лГ

Г

сов (<-у( г )Н.

(14)

Аналогично, в квадратурном канале коррелятора 3 получим:

иёаош (г) • I 11 • сов(0 д^) =

—-У

242 1=1

+! 1Л-

• вш (в1„-<) + 4Ы^ • вш (<-у( г ))

I 2,г • I 11 • сов (ф1дг + в2ш -<)-

-1 11г • I 11 • МП (0г 6* + в11г, - <) _

^ [вт^г + у (г) - <) ]+^ [ сов^г + у) - <)]'

• сов(агдг) =

и '

\<-у(г) П.

(15)

Суммарный сигнал на выходе коррелятора принимает следующее значение:

и..~., = и..~ (г)• I 1 • вш(0 ,) + и... (г)• I 1 • сов(0/):

амсе 3 еаоаь'У / 1 ^ гд } еаош\ / 1 \ гд /

= +

АЫ вт (в, - <) + ТЫ •

в1п (<) + >/Ы • ^

2у[2

АЫ

и„

• эт (<-у(г))-

и

;(<-у(г))

2^2

• вт <-

(<-у(г))-

и„

• сов <-

(<-у(г))

(16)

В свою очередь, в синфазном и квадратурном, соответственно:

иёадсв (0 • ^ 21 • в1п (0гд г)

А N-1

2Р2.5

]Г 21 • 1Й • соВ0^ +в11г, -< +

+1 21 • / 2,г • вт^г + в2ы -<)

+I 2,

и

[сов(0д + у(г) - <) ] +[вт(0д + у) - <) ]

• в1п(0гдг) =

АЫ 4л/2

сов (в2„ - <) + ТЫ • I ^ • вш (< - у (г)) + ^ • со (< - у(г)) I;

uoosn(t)• 1 2i -cos(aiat):

A t 2^2 ti ( "/ 2i • I 2Й • cos(»íát + 02ы -p) - -/' 2i i \ • sin(®íát+01ш -p;> г + ■cos(a>idt)

+I- vj-Y [sin (aj + ¥(t) p)]+ 2 [cos (aj + щ(t) p)^

AN 4^2

• cos

(02» -p) + VN • лГ

u u I

-sin(p-^(t)) + co fy(t)-p)j.

4 V" 4

(18)

Суммарный сигнал на выходе коррелятора 4 принимает следующее значение:

Uañoé4 = UéoocS (t) - 1 21 - Sin (®i6t)+ иашп (t) - 1 21 - C0 )

AN "

• cos

2v2

AN

(02„ -p) + VN

•f

u u I

• sin (p - y/(t)) + cos (p - l//(t)) j =

= +-

• sin

2V2

(p) + VN

u

П

лГ

sin (p-^(t)) + cos (p-H>)) j.

(19)

Далее, выходные сигналы корреляторов в соответствующих перемножителях умножаются на значения информационных символов в виде ± 1 (в соответствии с принятыми решениями относительно переданных символов в синфазном и квадратурном информационных каналах) и суммируются.

В результате получим сигнал управления фазой частоты управляемого генератора в следующем виде:

uaoÓA uaam з + uaam 4

sin (p) + >/N • •sin (p-^(t)) + •cos (p-^( t))

2\ 2 L 2 2

+

+AГ • sin (p) + ^Ñ'• ((Г •sin (p - ^(t)) + ^T cos (p - ) j

(20)

= ^ •sin (p) + 2>/N • jjuL •sin (p - ^(t)) + ^ cos (p - ^(t) )|.

Оценим отношение сигнал/шум в подканале слежения за несущей частотой. Из последнего выражения следует, что мощность сигнальной составляющей управления фазой управляемого генератора

( АЫ )2 2

В -— _ N • В

тоОА 2 маю

а шумовой составляющей:

В0юОА _ N •( и0 „; и0 т ) = N • и] _ N • Р0<я. Тогда отношение сигнал/шум на входе управляемого генератора

В„

ВпаоОА _ N • В?а

В

В

(22)

(23)

V 0 У асОА 0асОА

т.е. имеет место оптимальная фильтрация несущей частоты с возрастанием мощности сигнала в N раз.

2

П

П

I

ШФНЧ

6 г-

ШФНЧ

С

Кв

1 С 2 <- Кв

10

Г~

гч_

СФ

11

РУ1

2 Ч

Инт

12 12

Кл1

1 г

РУ2

Рис.5. Структурная схема обнаружителя радиосигналов

Пропускная способность системы связи: используется один канал связи - Я = 20 бит/с; используются 10 каналов связи - Я = 20 • 10 = 200 бит./с; используются 1015 каналов связи - Я = 20 • 1015 =2030 бит./с.

1

3

4

2

1

1

5

3

4

8

1

2

7

9

1

3

2

Результаты полученных значений энергии сигналов на передающей и приемной стороне представлены в таблице 2 для величины уровней квантования сигнала амплитудно-фазового модулятора при вероятности ошибки на бит Рош = 0,001

Рассмотрим его работу передающего устройства (рис.6). На первый вход М-ичного амплитудного модулятора и, соответственно, на первый вход Рг1 (1) подаётся кодированная двоичная информация с какого-либо (первого или второго) выхода информационного канала, на второй вход которого подаются импульсы делителя частоты 51 от генератора тактовой частоты 52, тем самым осуществляется последовательный ввод входных двоичных символов в Рг1. Через т тактов через открытый ключ Кл3 (16) на третий вход Рг1 и (т+1)-й вход Рг2 подаётся импульс дешифратора с Ы-го выхода ГНОК 54, осуществляющий считывание информации с Рг1 в параллельном коде и ввод её в этом же параллельном коде по (т+1)-му входу в буферный регистр (БРг2) 2. Состояние разрядов Рг2 (с второго по т-й) дешифрируется дешифратором (Дш) 3 так, что на его одном из М=2т-1 выходов, например, г-м, появится импульс, поступающий на первый вход г-го аналогового ключа, открывая его, а вторые входы этих ключей подключены к соответствующим М выходам резисторного делителя напряжения, запитываемого от источника эталонного напряжения с электродвижущей силой Е Вольт. Напряжение, величиной иг=гЛит, где А ит =Е/М, поступает через сумматор аналоговых сигналов (С) 11 на первый вход открытого аналогового ключа 13 и через него - на второй вход перемножителя. С другой стороны, выход первого разряда Рг2 соединён со входом

инвертора 7 и первым входом ключа 4 на второй вход которого, а также через инвертор 6, на первый вход ключа 5 подаётся нелинейная ортогональная кодовая последовательность, а выход инвертора 7 соединён с вторым входом ключа 5. При положительном значении сигнала на первом разряде Рг2 ключ 5 закрыт, а ключ 4 открыт и нелинейная кодовая последовательность поступает на второй вход сумматора 8, а через него - на первый вход перемножителя. При противоположном значении сигнала на первом разряде Рг2 ключ 4 закрыт, а ключ 5 открыт. Тогда на первый вход сумматора 8 и через него на первый вход перемножителя 15 поступает инвертированная нелинейная кодовая последовательность. Таким образом знак сигнала на первом разряде Рг2 определяет вид нелинейной кодовой последовательности - прямая или инвертированная, принято говорить, что осуществляется фазовая модуляция нелинейной кодовой последовательности. При поступлении на вход 5 АМ импульса дешифратора ГНМП ключ 13 закрывается, а ключ 12 открывается. При этом на второй вход перемножителя 15 поступает напряжение от эталонного источника напряжения с электродвижущей силой Е. В этом случае нелинейная кодовая последовательность имеет максимальную амплитуду, значение которой в приёмнике абонента определяет размер шкалы амплитудного демодулятора, чем обеспечивается достоверность приёма информации независимо от удалённости приёмника абонента от передатчика базовой станции.

При этом на рис.6 приняты следующие обозначения: 1, 9, 26, 31, 46 - кодеры (КД);

2, 10, 27, 32 - перемежитель (ПМ);

3, 11, 28, 33, 34, 35, 39, 40 - сумматор по модулю два (С2);

4, 12 - уплотнитель символов (Ус);

5, 25 - разделитель (Р);

6, 29 - генератор кода адреса (ГКА);

7, 8, 30 - прореживатель (Пж);

13, 18 - М-ичный амплитудный модулятор (АМ);

14, 19 - перемножитель (П);

15, 20, 36, 41 - фильтр нижних частот (ФНЧ);

16, 21, 37, 42 - фазовый модулятор (ФМ);

17, 22, 38, 43 - полосовой фильтр (ПФ); 23, 44 - сумматор (С);

24 - генератор несущей частоты (ГНЧ); 45 - сумматор канальных сигналов (СКС);

47 - повторитель символов (ПС);

48 - формирователь спектра сигнала информационного канала (ФССИК);

49 - формирователь спектра сигнала канала вызова (ФССКВ);

50 - формирователь спектра сигнала канала синхронизации (ФССКС);

51 - делитель частоты (ДЧ);

52 - тактовый генератор (ТГ);

53 - генератор нелинейной маскирующей последовательности (ГНМП);

54 - генератор нелинейных ортогональных кодов (ГНОК).

Вход 2 инф.

Вход 1 адрес

ИК

10

* 8

11

12

211

Фм

ПФ

ФСС

2

ш

фм

ПФ

Вход 2 инф.

Вход 1 адрес

27

24 25 1 26

КВ 2 i к

28 29

1 —► 2 .

30 —► 31 32

ФСС

/ _ 1;

; (/=1, к)

Вход

КС

33 34

ФСС ^

Г

г* мы-1.

N

N+1

2

<?—н

Г0К(40)

ГКП

ТГ

7 _ т; у _ МОБы- (т, К + т -1)

г _ К +1, Ь; К < Ь < N -1

2

Выход —►

7 _ МОБЫ-1 (К + т, Ь + т -1)

г _ ь + 1, N -1

7 _ МОБы-1 (Ь + т, N + т -1)

ГМП(41)

К-число информационных каналов;

Ь-К-число каналов вызова; Ы-Ь- 1-число служебных каналов.

4

3

6

2

2

3

1

1

2

1

1

2

3

4

2

3

4

3

2

5

6

7

4

3

2

2

2

1

1

2

М

9

7

2

3

5

6

3

2

1

5

2

2

4

1

1

5

2

Рис.6. Многоканальный передатчик спектрально-эффективной системы радиосвязи

17

Полученные расчеты канала радиосвязи с применением новых способов показывают, что наиболее выгодно в условиях заданных ограничений по полосе частот и излучаемой мощности передающего устройства является применение КАИМ с 6 битами в символе. Следует отметить, что количество каналов при этом разумно регулировать в зависимости от энергетических возможностей передающего устройства. В отличии использования М-последовательностей, которые не являются ортогональными, при повышении количество используемых каналов помехоустойчивость не снижается [2,4]. Она зависит только от базы В и отношения сигнал-шум на входе приемника.

Для практической реализации в интересах ВС РФ необходимо открытие научно-исследовательской работы для передачи результатов интеллектуальной собственности.

Автор выражает глубокую признательность своему научному руководителю Сивову Виктору Андреевичу за вложенный труд и терпение.

Библиографический список

1. Тузов Г.И., Сивов В.А., Прытков В.И. Помехозащищенность радиосистем со сложными сигналами. - М.: Радио и связь, 1985. - 264 с.

2. Варакин Л.Е. Системы связи с шумоподобными сигналами. - М.: Радио и связь, 1985. - 384 с.

3. Томаси У. Электронные системы связи. - М.: Техносфера, 2007. - 1360 с.

4. Пестряков В.Б., Афанасьев В.П., Гурвиц В.И. Шумоподобные сигналы в системах передачи информации. - М.: Советское Радио, 1973. - 424 с.