Пристрої та системи радіозв’язку, радіолокації, радіонавігації
Полученные результаты позволяют выработать исходные данные для аппаратурного синтеза схемы цифровой обработки рассматриваемых сигналов.
Литература
1. Мрачковський О.Д., Добріков О.В. «Функція невизначеності дискретного деся-тиелементного частотно-маніпульованого сигналу», Вісник Національного технічного університету «Київський політехнічний інститут» Серія- Радіотехніка. Радіоапаратобу-дування. -2009.- Вип.39.- 168 с.
2. Мрачковський О.Д., Добріков О.В. «Исследование функции неопределенности дискретной частотной последовательности «Уэлч-16»», Вісник Національного технічного університету «Київський політехнічний інститут» Серія- Радіотехніка. Радіоапара-тобудування. -2009.- Вип.40.
3. Costas J. A study of a class of detection waveforms having nearly ideal range-Doppler ambiguity properties, Proceedings of the IEEE, pp 996-1009, Vol72, No 8, August 1984.
4. Варакин Л.Е. Теория систем сигналов. - М.: Советское радио, 1974. - 304 с.
Добріков О.В., Мрачковський О.Д. Спектри дискретної частотної послідовності «Уелч-10» та «Уелч-16». Розглянуті амплітудний, фазовий та енергетичний спектри дискретного частотного сигналу, в якому використаний ряд чисел «Уелч-10» та « Уелч-16» в якості частотних кодуючих послідовностей.
Ключові слова: спектр, дискретний частотний сигнал.____________________________
Мрачковский О.Д., Добриков А.В. Спектры дискретной частотной последовательности «Уелч-10» и «Уелч-16» . Рассмотрены амплитудный фазовый и частотный спектры дискретного частотного сигнала, в котором используется ряд чисел «Уэлч-10» и «Уелч-16» в качестве частотных кодирующих последовательностей.
Ключевые слова: спектр, дискретный частотный сигнал.___________________________
Mrachkovsky O.D., Dobrikov A. V. Spectrum of discrete frequency sequence «Welch-10» and «Welch-16». Amplitude, phase and energy spectrum of a discrete frequency signal in which the number sequences «Welch-10» and «Welch-16» as frequency coding sequences are used is considered.
Key words: spectrum, discrete frequency signal.________________________________
УДК 621.396.96: 621.396.62
ОСОБЛИВОСТІ ЗАСТОСУВАННЯ £-КОДІВ ВЕЛТІ В
РАДІОЛОКАЦІЇ
Турко С.І., Мрачковський О.Д., Бичков В.Є.
Запропоновані в [1] Б’-коди Велті згадані в [2,3]. Особливістю цих кодів
54
Вісник Національного технічного університету України "КПІ" Серія — Радіотехніка. Радіоапаратобудування.-2010.-№41
Пристрої та системи радіозв’язку, радіолокації, радіонавігації
є те, що для їх побудови використовується алфавіт не з двох, а з чотирьох символів (зі специфічною таблицею перемноження), а їх кореляційні властивості унікальні для застосування в радіолокації. Досі в літературі не було приведено способу, як реалізувати ці властивості апаратурно, тому що в якості формуючих послідовностей для фазоманіпульованого сигнала в радіолокації зазвичай використовують бінарні коди з фазовою маніпуляцією, оскільки їх відносно легко формувати і обробляти, тобто апарат обробки сигналів розроблений саме для них. Через це впровадження D-кодів не повинно кардинально міняти способи обробки радіолокаційних сигналів. Потрібен модуль, який можна вставити в готовий радіолокатор, тому що розробляти принципово нову РЛС для кожного екзотичного коду, який здасться розробнику перспективним, як мінімум недоцільно. Виходячи з цього, одне із завдань даної статті - показати переваги D-кодів перед бінарними кодами і запропонувати технічне рішення, яке б дозволило скористатися цими перевагами в уже існуючих РЛС. Друге завдання статті - навести найважливіші дані стосовно D-кодів, які завжди цікавлять спеціалістів у галузі радіолокації, коли мова заходить про сигнал з розширеним спектром, тобто тіло функції невизначеності (ФН), частотну кореляційну функцію, ізокореляти в області сильної та слабкої кореляції D-кодів.
Теоретичні викладки
В [4] наведено алгоритм формування D-кодів. Якщо визначений D-код, то D-код визначається через нього наступним чином: символ {ekni} послідовності {ek} пов’язується з символом {dki} послідовності {dk} співвід-
ношенням
k
e . =і
n,i
dk, якщо n у, якщо n -
8, якщо n -
- непарне число,
парне число, а {dkni} = а, парне число, а {dkt} = в .
(1)
Правила перемноження символів а, Р, у, 8 наведені в табл. 1.
Зрозумівши правило перемноження символів алфавіту, з якого побудовані D-коди, стає ясно, в чому полягатиме складність технічних систем, побудованих на їх застосуванні. Адже потрібне число, яке при множенні на одне число дає нуль, а на інше - не нуль, а те інше число - теж не нуль. Тобто звичайний нерекурсивний фільтр для отримання автокореляційної
функції в даному випадку не підходить.
Оскільки сучасна елементна база (зокрема програмовані логічні інтегральні схеми) дає змогу реалізувати нерекурсивний фільтр, в якому перемноження здійснюється
Таблиця 1
X а Р у 8
а 1 -1 0 0
Р -1 1 0 0
у 0 0 1 -1
8 0 0 -1 1
Вісник Національного технічного університету України "КПІ" Серія — Радіотехніка. Радіоапаратобудування.-2010.-№41
55
Пристрої та системи радіозв’язку, радіолокації, радіонавігації
за правилами, визначеними програмою, доцільно промоделювати процеси, які будуть відбуватися в РЛС при застосуванні тракту обробки, в якому реалізовано отримання автокореляційної функції Е-коду з використанням правил таблиці перемноження символів алфавіту Е-коду.
Основна ідея модуля генерації і обробки Е-коду наступна. Кожному символу алфавіта а, Р, у, 5 ставиться у відповідність бітова комбінація ‘00’, ‘01’, ‘10’, ‘11’. Закодовані таким способом послідовності до визначеного порядку k записуються в пам’ять ПЛІС. Одна і та ж пам’ять використовується і для генерації послідовності, і для встановлення коефіцієнтів перемноження нерекурсивного цифрового фільтра, запрограмованого перемножувати згідно табл. 1, а додавати згідно класичних правил. Фазова маніпуляція здійснюється QPSK-модулятором. Цей варіант може підійти для систем зв’язку, але в радіолокації потрібно враховувати ефект Доплера. Тому генерацію сигналу можна здійснювати описаним вище способом, а при обробці відбитого від цілі сигналу з миттєвою амплітудою А (оцифро-ваною) потрібно скористатись наступним способом. У відповідність ‘01’ і ‘11’ ставиться -А, а у відповідність ‘00’ і ‘10’ ставиться А. Ті -А і А, що відповідають комбінаціям ‘01’ і ‘00’, направляються в один канал, а ті, які відповідають ‘11’ і ‘10’ - в інший. Рис. 1 ілюструє принцип подальшої обробки в каналах, де gm - нерекурсивний фільтр, узгоджений до відповідної послідовності Е-коду, в якій символи а і в замінені на 1 і -1, а символи у і 8 - на нулі, gHn - нерекурсивний фільтр, узгоджений до тієї ж послідовності Е-коду, але в якій символи у і 8 замінені на 1 і -1, а символи а і в - на нулі. Тобто ваговими коефіцієнтами трансверсального фільтра gm для послідовності {е73} = а,у,р,у,р,8,р,у, будуть 1, 0, -1, 0, -1, 0, -1, 0, а для тієї ж послідовності, але у фільтра gn вагові коефіцієнти будуть рівні 0, 1, 0, 1, 0, -1, 0, 1. Подальші результати отримані в середовищі Matlab для зображеного на рис. 1 тракту обробки послідовностей Е-коду тривалістю 10 мкс і базою 256 при частоті носійної 8,8 ГГц.
Зображене на рис. 2 тіло ФН для послідовності {ef79} свідчить, що за відсутність бічних пелюсків АКФ доводиться платити високими бічними викидами при зростанні частоти Доплера. Частотно-кореляційна функція для послідовності {ef79}, зображена на рис. 3. Перерізи тіла ФН по осі часу
Рис. 1.
56
Вісник Національного технічного університету України "КПІ" Серія — Радіотехніка. Радіоапаратобудування.-2010.-№41
Пристрої та системи радіозв’язку, радіолокації, радіонавігації
для послідовності (е^по рівнях 1, 0,9, 0,707 і 0,5 зображені на рис. 4, 5, 6,
і 7 відповідно.
Як видно з рис. 5, бічні пелюстки АКФ (переріз ФН по осі часу по рівню 1, частота Доплера дорівнює 0) практично відсутні, що обумовлено властивостями E-кодів. Максимальний рівень бічних пелюстків по рівню 0,9, 0,707 і 0,5 складає 0,1 (19,1 дБ), 0,169 (-2,4 дБ) і 0,22 (-7,1 дБ) відповідно. Це означає, що зі зростанням частоти Доплера бічні пелюстки різко зростають, причому рівень їх набагато більший, ніж для D-кодів [5]. Але це не означає, що D-коди кращі, адже для їх використання в РЛС потрібна або чітка синхронізація, тобто фактично відстань до цілі повинна бути відома, що звужує коло застосувань, або випромінювання на двох ортогональних поляризаціях з малими кросполяризаційними завадами, для чого доведеться міняти антенну систему і СВЧ тракт РЛС, що затратно.
Рис. 2. ФН непарних доповнюючих E-кодів
Рис. 3. ЧКФ E-кодів
Рис. 4. Переріз тіла ФН по осі часу при V = 0 м/с (на рівні 1)
і,-------,-------,-------,--------,-------,-------,-------,-------
0.9.......................................................
0.8....................... ............... ........................
0.7 ....... : ...................... :..............-
об...................................... : ......................
0.5 ....................... .......
0.4............... ....................................... -
о.з-......:............................... :.......................-
0.2-....... :..................................... :..............-
°-і- , І , ,............ : , І.........; ■ ■ ■ -
°0 0.25 0.5 0.75 1 1.25 1.5 1.75 2
‘■с х 10 5
Рис. 5 а. Переріз тіла ФН по осі часу при V = 434 м/с (на рівні 0,9)
Рис. 5б. Переріз тіла ФН по осі часу при V = 434 м/с (на рівні 0,9, збільш. масштаб)
Вісник Національного технічного університету України "КПІ" Серія - Радіотехніка. Радіоапаратобудування.-2010.-№41
57
Пристрої та системи радіозв’язку, радіолокації, радіонавігації
Рис. 6а. Переріз тіла ФН по осі часу при V = 760 м/с (на рівні 0,707)
Рис. 6б. Переріз тіла ФН по осі часу при V = 760 м/с (на рівні 0,707, збільш. масштаб)
Рис. 7а. Переріз тіла ФН по осі часу при V = 1030 м/с (на рівні 0,5)
Рис. 7б. Переріз тіла ФН по осі часу при V = 1030 м/с (на рівні 0,5 збільш. масштаб)
На рис. 8 зображені ізокореляти ФН, або діаграми невизначеності на рівнях -1 дБ (0,9), -3 дБ (0,707), -6 дБ (0,5), тобто в області сильної кореляції.
Роздільна здатність по дальності (Аг) та по швидкості (АFд ) в області сильної кореляції сигналів, що формуються шляхом фазової маніпуляції по закону Е-кодів Велті, приведена в таблиці 2 для рівнів -1 дБ (0,9), -3 дБ (0,707) та -6 дБ (0,5). В таблиці 1 Т -тривалість послідовності, що визначається за формулою
т = 2 -т,
де т - тривалість парціального імпульсу, k - порядок коду; F - ефективна ширина спектру сигнала, що визначається
за формулою F = —.
т
Рис. 8. Ізокореляти ФН в області сильної кореляції
Т аблиця 2
Рівні 0,9 (-1 дБ) 0,707 (-3 дБ) 0,5 (-6 дБ)
Потенційна роздільна здатність по дальності Дт 1 0,205 — F 1 0,589 — F 1 1,014 — F
Потенційна роздільна здатність по швидкості ДД 1 0,509 — T 1 0,891 — Т 1 1,225 — Т
58
Вісник Національного технічного університету України ”КПІ” Серія - Радіотехніка. Радіоапаратобудування.-2010.-№41
Пристрої та системи радіозв’язку, радіолокації, радіонавігації
Як видно з табл. 2, роздільна здатність Е-кодів аналогічна роздільній
здатності D-кодів [5] . Ізокореляти ФН Е-кодів в області слабкої кореляції, зображені на рис. 9, побудовано для рівня 0,01 (-40 дБ).
Запровоновано технічне рішення, яке дозволяє використовувати Е-коди Велті в готових РЛС.
Г оловна перевага Е-кодів перед бінарними полягає в тому, що в АКФ Е-кодів відсутні бічні пелюстки, а для їх застосування не потрібно знати час приходу сигнала. Е-коди, як і коди Голея, можуть бути використані в радіолокації для виявлення цілі з низьким значенням ефективної поверхні розсіювання (ЕПР) у випадку присутності близько розташованої цілі з високим значенням ЕПР, але дана задача вирішується лише для цілей з малими швидкостями, про що свідчить ФН Е-кодів. Перевага Е-кодів перед бінарними доповнюючими послідовностями - не потрібно дві послідовності, достатньо однієї, тобто кількість послідовностей збільшується в 2 рази.
Література
1. Welti G. R. Quaternary Codes for Pulsed Radar. IRE Transaction, Information Theory, vol IT-6, 1960 № 3, p. 400-408
2. Варакин Л.Е. Теория сложных сигналов. - М. «Советское радио», 1970.
3. Варакин Л.Е. Системы связи с шумоподобными сигналами. М. Радио и связь, 1985.
4. Мрачковський О.Д., Бичков В.Є., Турко С.І. Кореляційні властивості D-кодів Велті. Вісник НТУУ “КПІ” Серія - Радіотехніка. Радіо апаратобудування 2010, № 40.
5. Мрачковський О.Д., Бичков В.Є., Турко С.І. Дослідження функції невизначеності D-кодів Велті, Вісник НТУУ “КПІ” Серія - Радіотехніка. Радіоапаратобудування 2010, № 40.
6. Бычков В. Е., Мрачковский О. Д., Правда В. И. Особенности применения кодов
Голея в радиолокации. // Радиоэлектроника, 2008, № 4.________________________
Мрачковський О.Д., Бичков В.Є., Турко С.І. Особливості застосування Е-кодів Велті в радіолокації. Розглянута функція невизначеності сигналів, що формуються шляхом фазової маніпуляції по закону Е-кодів Велті. Показані особливості застосування сигналів даного типу в радіолокації. Представлена структурна схема кореляційного тракта виявлення сигнала даного типу.
Ключові слова: функція невизначеності, кодові послідовності, фазова маніпуляція,
кореляційні функції, Е-коди Велті.___________________________________________
Мрачковский О.Д., Бычков В.Е., Турко С.И. Особенности применення Е-кодов Велти
в радиолокации. Рассмотрена функция неопределённости сигналов, которые формируются путём фазовой манипуляции по закону Е-кодов Велти. Показаны особенности применения сигналов даного типа в радиолокации. Представлена структурная схема корреляционного тракта обнаружения данного типа сигнала.
Ключевые слова: функция неопределённости, кодовые последовательности, фазовая
манипуляция, корреляционные функции, Е-коды Велти.___________________________
Mrachkovsky O.D. Bychkov V.E. Turko S.I. Features of application of E-codes of Welti for radar systems. The ambiguity function of quaternary phase E-codes of Welti is considered. Features of application this signals for radar systems are showed. The detector of the signals of this type is presented
Key words: ambiguity function, codes sequences, phase shifting, correlation functions, Ecodes of Welti.______________________________________________________________
Рис. 9. Ізокореляти ФН в області слабкої кореляції
Вісник Національного технічного університету України "КПІ" Серія - Радіотехніка. Радіоапаратобудування.-2010.-№41
59