CC BY
33
диапазон рабочих частот ширина рабочей полосы вносимые потери
неравномерность коэфф. передачи время задержки
нестабильность времени задержки
- (1-5) ГГц;
- до октавы;
- не более (30-40) дБ;
- не более 6 дБ;
- от 5 до 50 мкс;
- не более 5 %.
2.
ЛИТЕРАТУРА
Морган Д. Устройства обработки сигналов на поверхностных акустических волнах; Пер. с англ. М.: Радио и связь. 1990. 416 с.
Фильтры на поверхностных акустических волнах (расчет, технология и применение; Пер. с англ. /Под ред. Г.Мэттюза. М.: Радио и связь, 1981. 472 с.
УДК 621.382.416
Э.К. Алгазинов, А.М. Бобрешов, O.A. Иркутский
ОПТИМИЗАЦИЯ РЕЖИМОВ РАБОТЫ ВХОДНОГО МОДУЛЯ ПРИЕМНИКА В УСЛОВИЯХ ПОМЕХ
Воронежский государственный университет,
394693, Воронеж, Университетская пл., 1, тел.: (0732) 789284, e-mail; [email protected]
Рассматривалась модель входного модуля радиоприемного устройства, работающего в СВЧ-диапазоне, представляющего собой последовательное соединение усилительного и смесительного каскадов. Для определенности предполагалось, что каждый каскад был выполеюи по схеме с общим истоком на основе GaAs гетеропереходного полевого транзистора Ne33200.
Нелинейные явления в транзисторных каскадах обусловлены нелинейными характеристиками транзисторов, поэтому особое внимание уделялось моделированию транзистора. Эквивалентная схема транзистора представлена на рис. I.
Для схемы внутри прямоугольника Тр рис. 1 была выбрана математическая модель Рейтеона, которая дает удовлетворительные результаты при расчетах как статического, так и динамического режимов работы арсенид-галлиевого полевого транзистора [ 1. 2]. В
дополнение схемы Тр введены элементы, отражающие конструктивные особенности данного транзистора.
Расчет значений параметров полученной модели выполнялся в два этапа. Сначала определялись значения омических сопротивлений стока и истока, параметров источника тока; участвующих в описании статического режима работы транзистора. Для решения поставленной задачи использовались экспериментальные выходные характеристики, - они показаны точками на рис.2.
Rad Ld
Рис.1
На основе этих характеристик с помощью метода оптимизации наименьших квадратов были определены следующие значения SPICE-параметров математического описания статического режима работы транзистора:
- параметр легирования В = 0,036 1/В,
- пороговое напряжение VTO = - 0,574 В, постоянная, определяющая ток Idra;0 ALPHA = 7,143 1/В.
коэффициент пропорциональности в выражении для тока стока BETA =■- 0;0999 А/В2,
коэффициент модуляции длины канала LAMBDA = 0,259 1/В. омические сопротивления стока R^S.8 Ом и истока Ras = 1.1 Ом (Rd=R,=0 Ом).
С полученными параметрами с помощью SP 1CЕ-программы было рассчитано семейство выходных характеристик, представленное на рис.2. Получено удовлетворительное соответствие результатов моделирования режимов по постоянному току и экспериментальных данных. Отклонения экспериментальных точек от расчетных кривых, особенно в области больших значений тока стока, объясняются тем, что рассматриваемая математическая модель не учитывает изгиб выходной характеристики в режиме насыщения.
На следующем этапе были определены параметры динамических элементов модели. Для каждого режима по постоянному току схема замещения нелинейного прибора линеаризовалась и находились параметры в описании динамическог о режима работы транзистора на основе S-параметров, измеренных в линейном режиме. S-параметры многополюсника рассчитывались на основе метода узловых потенциалов. В работе [3] доказано, что если тестовый генератор входных сигналов представить последовательно соединенным через выходное сопротивление двумя нормированными на 1 В источниками напряжений, то S-параметры будут численно равны соответствующим узловым напряжениям.
На основе экспериментальных S-параметров (показаны точками на рис.З) при помощи метода оптимизации наименьших квадратов были найдены следующие SPICE-параметры:
емкость перехода сток-исток при нулевом смещении CDS “- 0,071 лФ.
- емкость перехода затвор-исток при нулевом смещении CGS = 0,418 пФ, емкость перехода затвор-сток при нулевом смещении CGD = 0,057 пФ.
- индуктивность вывода истока Ls = 0,083 нГн, индуктивность вывода стока Ld - 0,378 нГн, индуктивность вывода затвора Ly = 0,027 нГн,
- конструктивные параметры Rcon = 740 Ом и Ссот = 0Л нФ.
На рис.З сплошные кривые представляют собой модули параметров рассеяния У(1 = 2 В, ^ = 10 мА; точками показаны экспериментальные данные. Пунктирная кривая рис.З - модуль параметра з21 для другого электрического режима; экспериментальные значения для этого режима обозначены как Отклонения объясняются погрешностями выбранной модели, особенно при увеличении тока стока. Эти отклонения можно частично уменьшить подбором других параметров математического описания (в нашем случае они принимали типичные для полевых транзисторов значения, например: контактная разность потенциалов УВ1 = { В; параметр, входящий в выражение для нелинейной емкости УБЕЬТ'А = 0,5 В).
После составления моделей транзисторов и эквивалентных схем каскадов были найдены области напряжений, управляющих каскадами при заданных значениях параметров ЭМС входного модуля, т.е. режимы каскадов по постоянному току, при которых обеспечиваются заданные значения требуемых параметров. Найденные с помощью процедуры моделирования значения уровней составляющих выходного сигнала при различных управляющих напряжениях использовались для построения поверхностей коэффициентов передачи и интермодуляции 3-го порядка с применением двумерной кубической сплайн-интерполяции (рис.4). При совмещении проекций требуемых значений коэффициентов на плоскость управляющих напряжений получались области оптимальных с точки зрения ЭМС режимов.
На рис.5 представлены полученные для исследуемого входного модуля области оптимальных (1 и 2) управляющих напряжений при заданных ограничениях на коэффициенты передачи Кр и интермодуляции 3-го порядка К3,.
Уу и V,. - напряжения на затворе усилительного и смесительного транзисторов соответственно. Проекции поверхностей Кр И К3; на ПЛОСКОСТЬ (Уу, Ус) при требуемых ограничениях на их значения показаны штриховками разных наклонов; области 1 и 2 - общие.
Полосовая протяженность оптимальных областей управляющих напряжений по оси V,. (см. рис.5) свидетельствует о том, что при прочих равных условиях требования к входному усилительному каскаду по нелинейности выше, чем к смесителю.
Проведенные теоретические и экспериментальные исследования с целью нахождения оптимальных режимов работы полупроводниковых СВЧ-приборов в условиях действия интенсивных помех позволили предположить возможность построения адаптивного входного модуля РПУ, у которого выбор режима может
Рис. 4
Рис.З
осуществляться в зависимости от электромагнитной обстановки. Простейший алгоритм адаптации может быть основан на переключении режимов - из номинального в измененный. Номинальный -- оптимальный режим по коэффициентам передачи и шума в отсутствие помех (на рис.5 показан черным квадратом), а измененный - любой режим из оптимальных областей (на рис. 5 области I и 2, показанные сеткой).
ЛИТЕРАТУРА
1. Алгазинов Э.К., Бобреиюе А.М., Иркутский О.А. Малошумящий усилитель на полевом транзисторе при различных электрических режимах рабо-
ты// Изв. вузов. Электроника. 1998. № 4.
2. Ачгазинов Э.К., Иркутский O.A. Анализ нелинейных явлений во вход-
ных усилителях с помощью пакета программ PSPICE// Труды IV Всерос. науч,-техн. конф. Таганрог. 1997. С. 93.
3. Алгазинов Э.К., Бобрешов А.М., Иркутский O.A. Расчет параметров и
характеристик нелинейной модели четырехполюсника на примере полевого транзистора// Материалы V между нар. науч.-техн. конф. "Радиолокация, навигация и связь". Воронеж, 1999. Т. 3. С. 1469 - 1473.
УДК 621.382.2
С.С. Шибаев
ВЛИЯНИЕ ГЕНЕРАЦИОННО-РЕКОМБИНАЦИОННЫХ ПРОЦЕССОВ НА ТОК В СЛОЕ УМНОЖЕНИЯ ЛАВИННЫХ ПРИБОРОВ
Таганрогский государственный радиотехнический университет.
Некрасовский, 44, ГСП-17А, Таганрог, 347928, Россия, тел.: (86344) 61629, e-mail; [email protected]
В последнее время немалое внимание, особенно в области оптической связи, уделяется приборам с лавинным умножением носителей (лаеинные фотодиоды, фототранзисторы и т.д.), а именно усовершенствованию способов приема световых сигналов, повышению многоканальное™, чувствительности приемников на основе указанных приборов. В связи с этим рассмотрим обратносмещенный р-п-переход, в котором происходят процессы лавинного умножения под действием внешнего электрического поля, оптической генерации и рекомбинации носителей. Найдем плотность полного тока р-п-перехода при таких условиях. Анализ базируется на основе уравнений непрерывности для дырочной и электронной составляющих тока, которые в случае линейной рекомбинации и пренебрежения диффузией имеют вид
—— + G j + Ф — R n ; <1а)
dt dx е
— = + G л + Ф -R Об)
dt dx е л р
где G ч = a jn /е + а j /е = а j /е - интенсивность лавинного умножения носителей (а - коэффициент лавинного умножения, j = jn+j Р~ плотность полного тока, a j п и j р - соответственно электронная и дырочная составляющие плотности тока), Ф - скорость световой генерации, которая в нашем случае падения оптиче-
