CC BY
47
Секция микросхемотехники
УДК 621.393.832.4
Э.К.Алгазинов, М.А.Кравец
ОПТИМИЗАЦИЯ НЕЛИНЕЙНЫХ ХАРАКТЕРИСТИК УСИЛИТЕЛЯ НА ДВУХЗАТВОРНОМ ПОЛЕВОМ ТРАНЗИСТОРЕ
Воронежский государственный университет,
394693, Воронеж, Университетская iti.,1, те.и: (0732) 789284, е-таИ: [email protected]
В работе [5] была рассмотрена возможность управления режимом работы усилителя на ДЗПТШ по второму затвору в помеховой обстановке, даюшая расширение динамического диапазона на 5-7 дБ. Выбором соответствующего напряжения по первому затвору можно улучшить эффективность управления.
При проектировании усилителей на GaAs ПТШ необходимо учитывать тот факт, что оптимум по линейности характеристик не совпадает с максимумом коэффициента усиления [2], это же подтверждает и данное исследование но в отношении ДЗПТШ. Тем не менее, основной задачей работы являлась оптимизация режима смещения на первом затворе для возможности эффективного управления на втором с целью максимального расширения динамического диапазона. При этом учитывались изменение коэффициента шума и коэффициента усиления.
С помощью программы, написанной в среде Mathematica, по ВАХ были рассчитаны крутизна и ее производные. Из анализа крутизны и ее второй производной следует, что оптимальное напряжении U31 для управления по второму затвору находится между U (max крутизна) и U”SI =0.
Для более точного анализа с учетом всех нелинейностей проведено исследование с помощью программы PSPICE. Нелинейная модель ДЗПТШ представлена в виде двух последовательно соединенных ПТШ (описанных моделью Рейтона) с учетом паразитных емкостей и линейного сопротивления перехода (рис. 1).
Статический режим описывается следующими соотношениями.
Токи затвора, стока и истока соответственно:
Ig = Igs + ^gd 1 “ ^drain — ^gd ’ ~ —^drain ^gs ’
гле 1„= is•(«**'• -l),Igd=IS-(eNVl -1).
Ток Idr3in в нормальном режиме (Vds > 0) описывается следующим образом:
для режима отсечки (Vgs - VTO < 0) ток Idfain = 0,
для линейного режима и режима насыщения (V?s- VTO > 0) ток
Idram = BETA- (1 + LAMBDA- Vds) - (V - VTO)2 ■ ---- Kt -------*
dram ds/ gs ; ]+B'(Vgs-VTO)
где К, является полиномиальной аппроксимацией гиперболического тангенса, для линейного режима (0 < < З/ALPHA)
К = 1 -1 1 - Vds' ALPHA
л3
в режиме насыщения (Vds = З/ALPHA) К, = 1.
Рис.1. Эквивалентная схема ДЗПТШ
В инверсном режиме (У* < 0) токи стока и истока в приведенных соотношениях меняются местами.
Динамический режим характеризуется емкостями переходов. Емкости сток-исток, затвор-исток и затвор-сток соответственно:
С*=СП8. СС8.К3.К|+С ,
, V
М уві
CGS;K,.^ + cgdk
.ГУ-
VBI
где
к, =-•
1 +
Ve - VTO
д/(Уе - VTX))y7 VDELTA1
К, =■
1+-
Vgs-Vgd
(Vas-v2d)2+.
1
к,=
1-
V -V A vgs gd
(Vgs-Vgd)2+-
1
ALPHA^
выше
Ve “X1
Vg5+Vgd + J(Vgs-Vgd)2 +
V. -
ALPHA у
~ - (ve + VTO + 7(ve - VTO)2 + VDELTA2 )
^ • (ve +- VTO + ^/(Ve - VTO)2 + VDELTA2 )< VMAX VMAX, иначе
если — ■ 2
Расчет проводился на примере ДЗПТШ пе25339Б, который используется как в смесителях, так и малошумяших усилителях (NF -1.1 дБ, Gain - 20 дБ на частоте 900 MHz). VTO - пороговое напряжение, равно -2 В, LAMBDA - коэффициент модуляции длины канала, равен 0.25, IS - ток насыщения перехода 8.78е-10 A, VBI - контактная разность потенциалов - 0.75 В, ALPHA - 6. Сопротивления: Rd=4.5 Ом, Rs=5.3 Ом, R 12=0.1 Ом, Rgl=Rg2~0.2 В. Емкости при нулевом смещении: Cgls=0.25 pf. Cd 1 s=0.1 pf, Cg2=0.4 pf, Cd2s=0.1 pf. Остальные емкости: Cdls=Cd2s=0.15 pf, CgId=4.3e-02 pf, Cds-0.21 pf.
Оптимальное напряжение U3I для управления режимом по второму затвору действительно лежит между U з, (шах крутизна) и U з| =0 и равно -0.4 В, шах усиления Е’зюпт^ - 0.55 В. На участке от напряжения отсечки до и\, эффективного управления не выявлено.
На рис.2 изображены характеристики блокирования при трех различных напряжениях из1. Каждому режиму соответствуют две характеристики при различных напряжения Ш2 0_)з2=1 В и Ш2Ю.4 В, последний обладает лучшим динамическим диапазоном).
Для усилителей с регулируемым усилением при управлении режимом в усилителе на ДЗПТШ преимущество отдается второму затвору [3]. Для усилителя, адаптируемого к уровню входной помехи, также предпочтительно использовать второй затвор, но необходимо отметить тот факт, что при совместном управлении режимом по двум затворам возможно и большее расширение динамического диапазона (рис. 2). При этом управление по второму затвору происходит в рамках незначительного увеличения коэффициента шума (рис. 3), при дальнейшем уменьшении напряжения на втором затворе верхняя граница динамического диапазона также расширяется, но в этой области происходит значительное увеличение коэффициента шума.
О
> U» 1*ч
• и*1м
• иия
>0 , t
..^...V
.г
- -0.3* ■ \ * \
л**» v V1
0.00 ■
-93
!
*,
ill
-30
►в*, две*
0,2
0,4
С,й
иэ2и, В
Рис.2
Рис.З
ЛИТЕРАТУРА
1, Алгазинов Э.К., Бобрешов Л.М., Кравец М.А. Характеристики блокирования входного усилителя на двухзатворном полевом транзисторе// Труды V Всесоюзной НТК “Актуальные проблемы твердотельной электроники”. Таганрог, 1998. С.Ш.
2, Полевые транзисторы на арсениде галлия. Принципы работы и технология изготовления: Пер. с англ. Д.В. Ди лоренцо, Д.Д. Канделуола. М.: Радио и связь, 1998. 496 с.
3, Егудин А.Б., Еленский В.Г., Чкалова О.В. СВЧ-полевые транзисторы с двумя затворами//Зарубежная электроника. №6. 1982. С.80-94.
УДК 681.3.068
Л.К. Самойлов, С Л. Мальцев ДИСКРЕТИЗАЦИЯ СИГ НАЛОВ ЦИФРОВЫХ ДАТЧИКОВ
Таганрогский государственный радиотехнический университет,
347928, г. Таганрог, ГСП-17А, пер. Иекрасо веки и, 44. тел.: (86344) 61638, e-mail: [email protected]
В последние десятилетия ведутся активные работы по созданию так называемых- цифровых датчиков, которые осуществляют преобразование параметр-цифра, минуя все промежуточные сталии преобразования сигнала в аналоговом интерфейсе. Преимущества такого подхода очевидны. Во-первых, нет унифицирующих преобразователей и связанных с ними проблем динамического диапазона сигнала, шумов, помех и перелачи аналогового сигнала от датчика к унифицирующему преобразователю и от унифицирующего преобразователя к фильтру, коммутатору (дискретизатору) и АЦП. Во-вторых, нет аналогового фильтра, что устраняет инструментальные погрешности фильтра. Коммутация каналов (датчиков) происходит на цифровом уровне, что обеспечивает помехозащищенность, которая отсутствует при коммутации аналоговых сигналов. В большинстве случаев в основу таких датчиков берут эффекты в фоторезисторах, фотодиодах, воло-конно-оптической технике. Это дает дополнительные преимущества гальванической развязке, которая желательна всегда, но есть большое число технических систем, где это условие обязательно. Обязательна гальваническая развязка датчиков в медицинской аппаратуре. Такой длинный перечень преимущества определяет интерес к цифровым датчикам.
При использовании цифрового датчика возникает вопрос о выборе частоты съема информации с его выхода. Спектр сигнала на выходе цифрового датчика может определяться или частотными свойствами измеряемого параметра или частотными свойствами датчика.
Частотные свойства датчиков рассматриваемого типа могут быть очень высокими. Это связано с тем, что физические эффекты, используемые в цифровых датчиках, имеют электронную или световую природу и их инерционность в подавляющем большинстве случаев намного меньше инерционности объектов исследования. Снизить частотные свойства таких датчиков с помощью конструктивных методов достаточно сложно. Другими словами, выпустить серию цифровых датчиков с частотными свойствами заданного ряда граничных частот (1Гц, 10Гц, 100Гц,... 1 кГц) связано с большими трудностями, а часто просто невозможно по
