Проблемы проектирования аналоговых устройств с входными полевыми транзисторами Текст научной статьи по специальности «Электротехника, электронная техника, информационные технологии»

184

www.finestreet.ru

технологии I схемотехника, проектирование, моделирование

Окончание. Начало в № 6, 7'2005

Олег ДВОРНИКОВ

[email protected]

Дифференциальные каскады (ДК) с входными ^ЕТ

Чаще всего дискретные БЕТ применяют в дифференциальных каскадах, так как ДК и построенные на их основе ОУ — это наиболее универсальные блоки, позволяющие реализовать различные способы аналоговой обработки сигналов.

Типовые ДК с входными полевыми транзисторами показаны на рис. 18-22. Они оптимизированы по параметрам для элементов ана-

Рис. 20. ДК с каскодным включением входных JFET и активной нагрузкой на «токовом зеркале»

Проблемы проектирования аналоговых устройств

с входными полевыми транзисторами

логового биполярно-полевого базового матричного кристалла АБМК_1_2 [24] при напряжении источников питания ±5 В. Для всех ДК выходной ток источника стабильного тока (коллекторный ток Р1) я 200 мкА, а максималь-

ный ток стока р — 1БЕТ при напряжении отсечки Ур = 0,5 В равен = 280 мкА.

Приведенные на рисунках схемотехнические решения представляют собой:

• Рис. 18 — ДК с резистивной нагрузкой, допустимый диапазон входного синфазного напряжения Усмх которого равен:

02, Q3

Рис. 21. Мостовой каскад с истоковыми повторителями

I ^ее I +^й2,з - ^ст - ^сс

' Ущ ^СЕ&т + Ур '

1ахУ;

, (15)

где УК2 3, УК1 — падение напряжения на резисторах И2, ИЗ, И1 соответственно, УсебАт. — падение напряжения на промежутке коллектор-эмиттер транзистора Q1 в насыщении.

Для напряжения питания ±5 Ви численных значений, указанных на рисунках, получим:

10,297 В; УК1 * 0,2 В;

У,

себаті '

2 х

0,2 В; -1 В < Уст < 4,803 ]

Рис. 19 — ДК с активной нагрузкой на источниках тока Q2, Q3 и максимально возможным диапазоном допустимого синфазного сигнала:

— 4,6 В = — | УЕЕ | +УЮ З + Усе&4Т2,з —

<У -V -V +¥ ■

— г ст — г СС ГЯ1 у СЕВАП т ' Р

2 х/г

= 4,803 В. (16)

• Рис. 20 — ДК с каскодным включением входных полевых транзисторов 11, 12

Рис. 22. Модифицированный мостовой каскад с компенсацией входного тока

схемотехника, проектирование, моделирование технологии

185

(биполярные транзисторы Q2-Q5 соединены по схеме с общей базой) и активной нагрузкой на «токовом зеркале» Q6,Q7/ Q8,Q9 [25], особенностью которого является стабилизация стоковых потенциалов входных транзисторов.

• Рис. 21 — мостовой каскад с истоковыми повторителями [26].

• Рис. 22 — модифицированный мостовой каскад с компенсацией входного тока [7]. При выборе ДК для конкретного аналогового блока необходимо учитывать, что активная нагрузка существенно увеличивает коэффициент усиления КУ входного напряжения, однако при этом из-за эффекта Миллера значительно уменьшается модуль входного импеданса \ZINP\. Эффект Миллера — увеличение входной емкости Сшр инвертирующего усилителя напряжения с коэффициентом усиления КУ >> 1, охваченного отрицательной ОС через конденсатор Ср, то есть Сшр я (1 + КУ)х Ср — проявляется в ДК с 1БЕТ как увеличение перерассчитанной к входу емкости затвор — сток из-за усиления сигнала на стоке.

Очевидно, что стабилизация стокового потенциала входных 1БЕТ и уменьшение таким образом эффекта Миллера приведет к увеличению входного импеданса.

Для электрометрических применений главным требованием, предъявляемым к входному каскаду, является предельно малый входной ток и максимально возможный низкочастотный входной импеданс. Это достигается при использовании истоковых повторителей на 1БЕТ, причем необходимый для всей системы коэффициент усиления обеспечивают последующими усилительными каскадами.

Для значительного уменьшения обратного тока затвора возможно применение 1БЕТ в линейной области вольтамперных характеристик при минимально возможных напряжениях на р-п-переходах [26]. В этом случае входной каскад представляет собой резистивный мост 11, И2 - 12, ИЗ (рис. 21), в котором сопротивление двух резисторов 11, 12 изменяется входным сигналом. Следящая обратная связь на 13 фиксирует разность потенциалов сток-исток транзисторов 11, 12, а величина резисторов И2, ИЗ выбирается из условия К2 3 >> КСН для предотвращения изменения тока в плечах при изменении сопротивления канала полевых транзисторов КСН.

Схемотехнически мостовая схема (рис. 21) очень похожа на дифференциальный каскад (рис. 18), отличия заключаются в следующем:

• Нагрузочные резисторы И2, ИЗ в ДК соединены со стоками 1БЕТ, а в мостовой схеме — с истоками.

• В ДК (рис. 18) р-^ЕТ работают в области насыщения характеристик при У50 > Ур - УС5, то есть как источники тока. В мостовой схеме (рис. 21) р-^ЕТ работают в линейной области характеристик при У50 < Ур - УС5 как управляемые напряжением резисторы.

• Входной дифференциальный сигнал в ДК (рис. 18) приводит к перераспределению коллекторного тока Q1 между плечами, изменению падения напряжения на одинаковых стоковых нагрузках И2, ИЗ и, таким образом, к появлению дифференциального выходного сигнала. Входной дифференциальный сигнал в мостовой схеме (рис. 21) не приводит к перераспределению коллекторного тока Q1 между плечами, а дифференциальный выходной сигнал появляется благодаря изменению сопротивления управляемых входным сигналом резисторов 11, 12.

Для указанных на рис. 18, 21 значений параметров схемотехническое моделирование показало, что при входном дифференциальном сигнале величиной 50 мВ разность токов стока 1д1-1д2 составит 24,93 мкА для ДК, а для мостовой схемы — 0,317 мкА. При этом выходное напряжение ДК будет У0ит я 40 кОм х х 24,93 мкА = 997,2 мВ, а выходное напряжение мостовой схемы определяется током в каждом плече 99,8 мкА и изменением сопротивления 11, 12 от 1,382 кОм до 1,326 кОм, то есть У0ит я (1,382 - 1,326) кОм х 99,8 мкА х х 2 = 11,18 мВ. Малый входной ток мостовой схемы обеспечивается из-за крайне малого обратного напряжения на входных 1БЕТ У^ = 14,58 мВ, Уао = 148,12 мВ.

Полевые транзисторы 11, 12 модифицированной мостовой схемы (рис. 22) [7], как и в предыдущем схемотехническом решении, работают в линейной области ВАХ, но постоянное напряжение на переходах 1БЕТ задается так, чтобы переход затвор — сток был смещен в обратном направлении, а переход затвор — исток — в прямом. Если при этом абсолютная величина напряжения на переходах удовлетворяет условию:

= тх(ртхЬпх

+ 3 Х ^ав Х

1-

2 XV,

р у

ТП Хфг

1

+ -3

(17)

где У5С, Уао — абсолютная величина падения напряжения на прямосмещенном переходе затвор — исток и обратносмещенном переходе затвор — сток соответственно, т — безразмерный фактор, характеризующий отклонение вольтамперной характеристики прямосмещенного перехода затвор — исток от экспоненты, 0,5 < т < 2,5,

кхТ

Фг =------ — температурный потенциал,

Ч

то обратный ток через переход затвор — сток компенсируется током через прямосмещенный переход затвор — исток, в результате чего ток через вывод затвора резко уменьшается.

Для обеспечения требуемого по соотношению (17) режима работы применяется следящая обратная связь на полевом транзисторе 13 и резисторах И4, И5, задающая постоян-

№»„!, мВ

Рис. 23. Графическая зависимость для выбора режима работы JFET с компенсацией обратного тока затвора

ную разность потенциалов между соединенными стоками входных транзисторов 11, 12 и средним потенциалом их истоков, а резисторы И6, И7 определяют величину прямого смещения переходов затвор — исток.

Преимущество такого подхода заключается в том, что в качестве входных 1БЕТ можно применять малошумящие транзисторы с большой крутизной, которые обладают большим обратным током затвора, и благодаря выбору режима работы компенсировать входной ток. Из-за экспоненциальной зависимости прямого тока через р-п-переход от напряжения и из-за существующего технологического разброса параметров выражение (17) и его графическую иллюстрацию (рис. 23) можно применять только для приблизительного выбора величины напряжения на р-п-пе-реходах. Для каждого конкретного прибора У5С необходимо подгонять в процессе измерений входного тока. Резисторы, приведенные на рис. 22, обеспечивают разность потенциалов УС5 = -36,08 мВ, Уов = 85,47 мВ.

Результаты схемотехнического моделирования всех рассмотренных ДК приведены в таблице 6 и на рис. 24-25:

• рис. 24 — зависимость модуля входного импеданса \ZINP\ от частоты;

• рис. 25 — зависимость модуля коэффициента усиления \КУ\ от частоты.

(На обоих рисунках кривая 1 соответствует рис. 18, 2 — рис. 19, 3 — рис. 20, 4 — рис. 21, 5 — рис. 22).

Эти результаты позволяют выбрать для каждого конкретного случая ДК с требуемым сочетанием параметров.

В дифференциальных каскадах с 1БЕТ удобно применять микросхему РБНТ001А (www.mnipi.by), содержащую четыре двухзатворных р-^ЕТ, в которых постоянным смещением нижнего затвора УБС8 можно в широких пределах изменять напряжение отсечки по верхнему затвору Урт, как показано на рис. 26. Набор двухзатворных р-^ЕТ удобен для реализации как ДК с резистивной нагрузкой (рис. 27), так и мостовой схемы (рис. 28).

186 I технологии I схемотехника, проектирование, моделирование

Рис. 24. Результаты моделирования модуля входного импеданса |1|№| от частоты. Кривая 1 соответствует рис.18; 2 — рис. 19; 3 — рис. 20; 4 — рис. 21; 5 — рис. 22

Рис. 25. Результаты моделирования модуля коэффициента усиления |Ку| от частоты. Кривая 1 соответствует рис.18; 2 — рис. 19; 3 — рис. 20; 4 — рис. 21; 5 — рис. 22

Таблица 6. Результаты схемотехнического моделирования ДК с входными ^ЕТ

Дифференциальный каскад

рис. 18 рис. 19 рис. 20 рис. 21 рис. 22

| к» дБ 26,08 49,37 54,85 -13,79 -15,30

'Мей' і = 1 кГц 2,823 0,304 15,271 26,061 24,681

і =10 кГц 0,282 0,031 1,542 2,575 2,432

і = 50 кГц 0,056 0,007 0,329 0,425 0,386

мкВ 20 Гц-10 кГц 1,296 3,817 1,401 39,360 47,121

— среднеквадратическое значение напряжения шума, приведенное к входу

Показанное на рис. 27 и 28 соединение нижних затворов 12, 13 с источником напряжения VBIAS используется для установления требуемой величины напряжения отсечки верхнего затвора, а на транзисторе 11 и резисторе И1 сформирован источник стабильного тока.

Зарядочувствительные усилители (ЗЧУ) с входными ^ЕТ [1]

Зарядочувствительный усилитель представляет собой преобразователь короткого токового входного импульса в медленно изменяющееся выходное напряжение, в идеальном случае — это преобразователь токового сигнала в виде 8-функции в единичное ступенчатое напряжение. Для такого преобразования обычно применяется инвертирующий усилитель напряжения А0 (рис. 29), охваченный отрицательной ОС через конденсатор Ср. Чаще всего источником короткого токового сигнала І0 выступает детектор частиц с большим внутренним активным сопротивлением и определенной внутренней емкостью С0. При отсутствии входного сигнала І0 конденсатор Ср заряжается любыми реально существующими входными токами ІіЕАко (утечка корпуса усилителя А0, печатной платы, ток утечки детектора) и даже при их предельно малой

Рис. 26. Зависимость напряжения отсечки верхнего затвора УРТ от обратного напряжения на нижнем затворе УВОБ

Рис. 27. ДК с резистивной нагрузкой на двухзатворных р-1РЕТ

Рис. 28. Мостовой каскад на двухзатворных р-1РЕТ

схемотехника, проектирование, моделирование I технологии

187

ENC--

2 xq

IxkxT хТр R,

+ 9 x I bias xTp + cz

4 xkxT 3 xTpx gM

(18)

величине с течением времени выходное напряжение ЗЧУ сдвигается к одному из напряжений питания, что приводит к уменьшению динамического диапазона, а в предельном случае — к насыщению выходного каскада ЗЧУ и ухудшению характеристик. Для постоянного разряда конденсатора Ср параллельно ему подключен резистор большой величины Яр.

Следует отметить, что такое же схемотехническое решение имеет так называемый трансрезистивный (1гашге8181апсе) усилитель (ТРУ), в котором резистор Яр преобразует входной токовый сигнал в выходное напряжение, а конденсатор Ср обеспечивает частотную коррекцию, то есть отсутствие самовозбуждения и больших выбросов на переходной характеристике. Различие усилителей заключается только в отношении активной и реактивной составляющих проводимости цепи ОС: в ЗЧУ преобладает реактивная составляющая проводимости, а в ТРУ — активная.

В качестве усилителя А0 можно применять любой инвертирующий усилитель напряжения: операционный усилитель, дифференциальный усилитель, каскад с общим эмиттером или общим истоком и др. От такого усилителя не требуется большого усиления [1], но нужна максимальная полоса пропускания и минимальная входная емкость Сшл, поэтому во многих случаях А0 реализуют по схеме каскодного усилителя или каскодного усилителя на комплиментарных транзисторах, так называемого «перегнутого» каскода. Каскод-ные усилители имеют ряд преимуществ:

• Стабилизация потенциала на головном транзисторе позволяет предельно уменьшить эффект Миллера во входном каскаде и входную емкость Сшл.

• Совместно с активной нагрузкой каскоды обеспечивают требуемый для работы ЗЧУ коэффициент усиления Ку на одном усилительном каскаде, что предельно упрощает частотную коррекцию и увеличивает полосу пропускания.

• «Перегнутые» каскоды позволяют более полно использовать напряжение питания для расширения динамического диапазона. Для уменьшения шума ЗЧУ его выход соединяют с полосовым фильтром, который

«отрезает» низкочастотные и высокочастотные шумы. Функционирование фильтра приводит к формированию во временной области из выходного ступенчатого сигнала ЗЧУ сигнала специальной формы, и поэтому такой фильтр обычно называют формирователем (shaper).

С теоретической точки зрения наименьший шум может обеспечить симметричный экспоненциальный формирователь, выходной сигнал которого нарастает и падает во времени по одинаковому закону exp(-t/T0), а в момент t =0 стремится к бесконечности.

Однако на практике при выборе формирователя учитывают простоту его схемотехнической реализации, необходимость укорачивания выходных импульсов для предотвращения наложения (pile-up) сигналов и улучшения временного разрешения (double pulse resolution) импульсов, а также обеспечение малой чувствительности выходного сигнала формирователя к длительности фронта выходного сигнала ЗЧУ. С этой точки зрения предпочтительны резистивно-емкостные CRM-RCN формирователи, представляющие собой последовательное соединение M-дифференцирую-щих и N-интегрирующих цепей [1].

Характеристикой, описывающей суммарные шумы ЗЧУ, является эквивалентный шумовой заряд (equivalent noise charge — ENC). ENC представляет собой входной заряд, вызывающий на выходе среднеквадратическое значение шумового напряжения, равное реальному значению.

Во всех сверхмалошумящих ЗЧУ для уменьшения входного тока и связанного с ним дробового шума применяются головные JFET. Для головного JFET, RC-CR формирователя, без учета фликкер-шума справедливо [1] (18), где ENC — эквивалентный шумовой заряд, приведенный к входу ЗЧУ, е = 2,718, С2 — суммарная емкость, соединенная с входом ЗЧУ, и емкость элемента ОС CF, TP — время достижения пика выходного сигнала RC-CR формирователя при входном сигнале формирователя в виде ступеньки напряжения, IBIAS — входной ток ЗЧУ, Rf — сопротивление резистора обратной связи ЗЧУ.

Из выражения (18) вытекают следующие способы уменьшения ENC.

1. При увеличении крутизны gM за счет увеличения размеров Z/L головного JFET одновременно увеличивается емкость CGS + CGD, и поэтому существует локальный минимум зависимости

- 4xkxT

2. Максимальное увеличение резистора обратной связи Яр, уменьшение входного тока Івш приводит к уменьшению составляющих

2хкхТ хТр R„

, q x IBIAS x TP.

3xTpx gM

от размеров головного транзистора.

При этом возможно значительное увеличение TP для уменьшения

C2 АхкхТ ЪхТрх gM

3. Увеличение крутизны gM головного JFET за счет увеличения рабочего тока стока ID приводит к уменьшению составляющей

АхкхТ ЪхТрХgMMAX ]l ID но при этом существенно растет рассеиваемая мощность.

Для достижения предельно низкого уровня ENC в современных ЗЧУ используется метод, заключающийся в исключении Rf и разряде CF специальной схемой восстановления рабочего режима. Например, за счет использования в качестве головного элемента ЗЧУ двухзатворного JFET [11, 12, 27], в котором верхний затвор (top gate TG) соединен со входом ЗЧУ (рис. 30), а биполярный транзистор Qj, в котором эмиттером является нижний затвор (bottom gate BG), базой — канал JFET, а коллектором — верхний затвор, включен по схеме с общей базой. Прямое смещение эмиттерного перехода VBGS транзистора Qj определяется фильтром нижних частот с постоянной времени т = RC, соединенным с выходом ЗЧУ, и из-за сильной экспоненциальной зависимости коллекторного тока биполярного транзистора от прямого напряжения на эмиттерном переходе позволяет компенсировать не только входной ток ЗЧУ IBIAS, но и ток утечки детектора ILEAKD, печатной платы ILEAKPB и часть постоянной составляющей сигнала детектора IDDC, возникающей из-за наложения импульсных сигналов.

На шумы ЗЧУ с двухзатворным JFET одновременно влияет нескольких факторов:

• Компенсирующий ток а х IEqj протекает постоянно и вносит дополнительный шум, который меньше шума Rf , если:

® Х IEQJ = I BIAS I Т.КАКП +

Фт

+ ^ЬЕЛКРВ + IDDC < ~Z~ , (19)

F

где а — коэффициент передачи эмиттер-ного тока в схеме с общей базой транзистора Qj, IEqj — эмиттерный ток транзистора Qj.

• Транзистор Qj встроен в JFET и поэтому не увеличивает входную емкость. Более то-

188 I технологии I схемотехника, проектирование, моделирование

Рис. 30. ЗЧУ с двухзатворным JFET Рис. 32. ЗЧУ с прямым смещением истокового р-п-перехода головного JFET (FBFA)

Inp

82.5f

Т

TG V BG

Рис. 31. ЗЧУ с двухзатворным ^ЕТ и компенсацией медленной составляющей («хвоста») выходного сигнала

го, емкость между верхним затвором и каналом Стасн значительно меньше, чем емкость между нижним затвором и каналом Свссн, что также уменьшает составляющую шума

4 хкхТ

значительно ухудшает временное разрешение импульсов, особенно при использовании формирователя с большим Тр. Однако сигнал на нижнем затворе убс (£) идентичен во времени медленной составляющей, поэтому, если его ослабить в О раз:

G = 1

K'xCF хфг//д

Для входного сигнала в виде 8-функции выходной сигнал ЗЧУ(рис. 30) будет иметь быструю и медленную составляющие. Медленная составляющая выходного сигнала ЗЧУ

К’=1 +

Smb

ёж

1 +

(2О)

(21)

и вычесть из выходного напряжения ЗЧУ vPRE (t), то полученный выходной сигнал VOUT (t) будет иметь только одну быструю составляющую [27].

Реализация описанного принципа показана на рис. 31: наОУ А1, А2 сформированы повторители напряжения vPRE(t) и vBG(t) соответственно, А4 осуществляет вычитание сигналов, А3 и потенциометр Rdc служит для компенсации напряжения смещения ОУ, а Rg задает требуемый коэффициент G.

Перспективным является использование в ЗЧУ JFET с прямым смещением перехода затвор — исток. Такое схемотехническое решение получило название «усилитель с прямым смещением JFET» (FBFA — forward biased FET amplifier) [28].

Усилитель FBFA (рис. 32) построен по схеме перегнутого каскода с головным составным p-JFET (J1, Q1, Q4, R1), транзистором Q3 с общей базой и резистивной нагрузкой Rl, эмиттерными повторителями Q2, R3, R2 и Q5, R8. Цепь Q6, R6, R7 сдвигает постоянный выходной потенциал на величину VBE6 х (1+R6/R7), а резистивный делитель R4, R5 определяет базовый потенциал Q3.

Назначение и требования к элементам ЗЧУ традиционные [29]:

• Составной p-JFET (J1, Q1, Q4, R1) применяется для увеличения крутизны головного транзистора J1, причем для этого желательно максимально увеличить коэффициент передачи тока в схеме с общим эмиттером транзистора Q1 и выходное сопротивление источника тока на Q4.

• Для минимизации шума необходимо максимально увеличить R1 и отфильтровать базы Q3, Q4.

• Повысить устойчивость к самовозбуждению, уменьшить выброс на переходной

схемотехника, проектирование, моделирование I технологии 1189

характеристике можно введением небольшого конденсатора C2 или шунтированием резистора Rl конденсатором, но последнее приводит к значительному затягиванию фронта нарастания выходного сигнала ЗЧУ. Отличие усилителя FBFA от обычного ЗЧУ заключается только в выборе рабочего режима головного транзистора J1 и соединении базы Q4.

Если для JFET внешней цепью задать режим:

I VsdI > I VP- VGS 1> (22)

I ID I > 1 IDSS I> (23)

то истоковый р-п-переход сместится в прямом направлении, через него начнет протекать прямой ток, а крутизна при прямом смещении истокового перехода gMF превысит

крутизну gMMAX.

Именно такой режим реализован в усилителе FBFA, причем соединение базы Q4 через фильтр нижних частот R3, R2, С1 с выходом усилителя обеспечивает изменение тока стока J1 и величины прямого смещения истоко-вого перехода VGS в зависимости от выходного напряжения усилителя, то есть величины постоянного входного тока, заряжающего CF. Более подробные характеристики мало-шумящих ЗЧУ приведены в соответствующей литературе [1].

Рассмотренные схемные решения поясняют возможности улучшения параметров

входных аналоговых каскадов при использовании дискретных JFET. ■

Литература

24. Дворников О. В., Чеховский В. А. Аналоговый биполярно-полевой БМК с расширенными функциональными возможностями // Chip News. 1999. № 2.

25. Белоус А. И., Дворников О. В., Просандеев Д. Е. Дифференциальный усилитель. А. с. № 1385255 (СССР). Заявл. 15.11.85.

26. Reindel K. A., Mego T. J. JFET Ohmic differential amplifier. Патент США № 4598253. Заявл. 01.07.86.

27. Fazzi A., Rehak P. Performance of an X-ray spectroscopic system based on a double-gate doublefeedback charge preamplifier // Nuclear Instruments and Methods in Physics Research. 2000. Vol. A439.

28. Bertuccio G. Rehak P., Xi D. A novel charge sensitive amplifier without the feedback resistor // Nuclear Instruments and Methods in Physics Research. 1993. Vol. A326.

29. Дворников О. В., Чеховский В. А. Применение биполярного БМК для проектирования аналоговых ИС. Часть 1. Микромощные малошумя-щие зарядочувствительные усилители // Chip News. 1999. № 5.