CC BY
11Полупроводниковая электроника, вакуумная и плазменная электроника
УДК 621.375.026
А. В. Баранов
ООО "Эльдорадо" (Нижний Новгород)
С. Л. Моругин
Нижегородский государственный технический университет
им. Р. Е. Алексеева
Нагрузочные импедансы транзисторных ключей в усилителях мощности класса Е
Дан сравнительный анализ нагрузочных импедансов транзисторных ключей четырех основных типов усилителей мощности класса Е, а также четырех дуальных им модификаций усилителей. Предложен метод компенсации емкостных составляющих выходных импедансов транзисторных ключей в дуальных усилителях мощности класса Е. Представлены примеры разработок дуальных СВЧ-усилителей, которые подтверждают справедливость предложенного метода.
Усилитель мощности, класс Е, нагрузочные импедансы ключей, КПД
Признаками реализации режима класса Е в усилителе мощности (УМ) являются особые формы тока через активный прибор и напряжения на нем: максимальные значения тока приходятся на минимальные (в идеальном случае нулевые) значения напряжения, и наоборот. Форма напряжения на активном приборе всегда является результатом взаимодействия гармоник тока с импедансами на соответствующей частоте [1], [2]. Например условием существования режима класса Е в усилителях мощности [3], [4], является установка на выходе их транзисторных ключей нагрузки, характеризующейся полученными в [1] импедансами на основной частоте и на ее гармониках. Если рассматривать транзисторный ключ вместе с выходной емкостью, то в этих усилителях равнозначным условием существования режима класса Е может быть реализация другой требуемой нагрузки на выходе: вполне определенного импеданса на основной частоте и режима холостого хода на всех частотах высших гармоник [4]. К сожалению, для устройств класса Е других типов, например [5]-[8], подобные нагрузочные импедансы в литературе не отражены. Для усилителей мощности класса Е [9]—[15], дуальных по отношению к исходным устройствам [3]-[8], такие данные тоже отсутствуют, так как до недавнего времени считалось, что на высоких частотах дуальные усилители мощности (ДУМ) класса Е менее привлекательны для практических применений, поскольку требуют ключей с пренебрежимо малой выходной емкостью [2]. Вместе с тем, в СВЧ-диапазоне, где практически в любом устройстве класса Е необходима компенсация собственной выходной емкости ключа, для этой цели более подходят именно ДУМ класса Е, так как в схемах последовательного типа проще реализуются компенсирующие элементы. Настоящая статья посвящена изучению нагрузочных импедансов транзисторных ключей в различных, в том числе дуальных, усилителях класса Е.
94 © Баранов А. В., Моругин С. Л., 2011
Др
и
БС
Др
и
БС
. 2
к и
Тк и Тф и
с
т
8 I
к и
С
I 7выхк] И"
Ср Тк и
с,
ф и
с,
ф и
К
Др
Рис. 1
п
• Тк ■
I к I 1 ^^-у-Л.1
8 ^к
п
Ср
8 / К
иБС / | 7к |7выхк I I -
б
¿к
Др
I к и I и БС'
Ск
Ск
сф
Сф Тф
К
К
Рис. 2
8/!
7к 1
с
к и
и
' Т ! 7выхТ к
С Т
^ф и и
Я.
Др
БС
с
к
т
п
8 / Ъ, К
иБС / | 7к |7выхС — I I —
сф
б
Рис. 3
V
I 7, к и
и
X
БС
ск
а б
Рис. 4
В литературе к усилителям класса Е (усилителям с формирующими контурами) отнесены четыре основных типа устройств: два усилителя с шунтирующими ключ емкостями: один с последовательным (эквивалентная схема представлена на рис. 1, а) [3], [4], а второй с параллельным (рис. 2, а) [6] фильтрующими контурами на их выходах, усилитель с шунтирующей ключ индуктивностью (рис. 3, а) [5] и усилитель с шунтирующим ключ формирующим ТС-контуром (рис. 4, а) [7], [8] (оба с фильтрующими контурами последовательного типа). Каждому из перечисленных устройств класса Е соответствует его дуальный вариант, схема которого описывается дуальными по отношению к ним уравнениями (рис. 1-4, б). Так, усилителям класса Е с шунтирующей емкостью и последовательным фильтрующим контуром по схеме на рис. 1, а соответствуют дуальные усилители класса Е (рис. 1, б), описанные в работах [9]-[11]. Усилителю по схеме на рис. 3, а - описанные в [12], [13] (рис. 3, б), устройствам по схеме на рис. 4, а - устройства по схеме на рис. 4, б [14], [15], а устройствам по схеме на рис. 2, а - выполненные по схеме на рис. 2, б [16].
Во всех приведенных на рис. 1-4 схемах устройств класса Е транзисторный ключ Б представлен в виде переключателя, который синхронизирован по частоте с входным воздействием. Сопротивление такого идеального переключателя меняется от нуля во включенном состоянии до бесконечности в выключенном состоянии. Режим его работы по постоянному току обеспечивается при помощи источника питания с напряжением иБС и
дросселем Др для развязки ВЧ-цепей по питанию. Все приведенные на рис. 1-4 схемы
95
8
Т
ф
а
б
а
ТТ
к
Т
ф
а
устройств класса Е построены по одинаковому принципу: они содержат ключ S с его цепью питания, формирующий ЬкСк и фильтрующий ЬфСф контуры, а также оптимальную
по КПД активную выходную нагрузку R. Для того чтобы различать друг от друга элементы и характеристики исходных и дуальных схем, в исходных схемах (см. рис. 1-4, а) использован индекс "и" - "исходный". В двух схемах (см. рис. 2, а и 1, б) использован разделительный конденсатор Ср.
Рассмотрим для каждого из указанных типов усилителей класса Е так называемые волновые формы сигналов - мгновенные напряжение на выходе ключа ис (act) и протекающий через него ток ic (act) (юс - угловая частота входного сигнала; t - время).
Волновые формы ic (act) и ис (act) дуального усилителя (рис. 1, б) имеют вид
, . (n^DC |fflct + а [cos (fflct + Ф) - cos ф]}, 0 <fflct <n;
ic (®ct) = | (1)
[0, л<юct < 2n;
i0, 0 <roct < n;
ис (roct) = <! r -, (2)
I Udc I 1 - a sin (ш ct + ф)!, n < со ct < 2n,
где Idc - постоянная составляющая выходного тока; a = ^ 1 + я2/4«1.862; Ф =-arctg(2/п) «-32.48° [9]-[11]. Для исходного усилителя (см. рис. 1, а), дуальным к которому является данный усилитель, формы сигналов получаются из (1) и (2) при взаимной замене ис (act) и ic (act), а также Udc и Idc.
Для существования режима класса Е в усилителях по схеме на рис. 1, б необходимы импеданс ZBbIX1 на выходе ключа с последовательной индуктивностью LK на основной частоте f =юс/2п и выполнение условия короткого замыкания на всех ее гармониках fk = k«c/2п [10], [11]:
ZBbIX1 = (a/ao ) eiiy ) = 3.5695^"' 490524°; (3)
Z^k (fk) = 0, к = 2, 3, ..., (4)
где a0 = (1/ юсLs п2/16 + Vп2 - 3/4; Ф0 = П2 + arctg [2п/(8 -п2 )] [4], [10].
В силу дуальности усилителей по схемам на рис. 1, а и б их нормированные при единичных величинах элементов формирующих контуров (R = 1, L$ = 1, = 1) импедан-
сы и и удовлетворяют соотношению
Чыхк = УZnBHXkи , к = 1, 2, -. (5)
Тогда условия существования режима класса Е в усилителе по схеме на рис. 1, а:
¿вых! и = ( 0.28015/ ®sCK и ) ei490524°; (6)
ZBbIxk и (fk ) = К k = 2 3, -. (7)
Волновые формы ис (юс^) и /с (юс^) для дуального усилителя с последовательным к ключу конденсатором (см. рис. 3, б) имеют вид:
/'с (со ct) -
) Idc [(V2) sin ((act) - cos ((act) +1], 0 < (act < n;
10, я < o>ct < 2я;
( ) 0, 0< ooct< я;
' п^ос [roct - (3я/2) - sin (roct) - (я/2)cos (roct)], я < roct < 2я.
(8) (9)
Дуальную пару к данному усилителю составляет усилитель с шунтирующей ключ индуктивностью (см. рис. 3, а), для которого волновые формы получаются взаимной заменой ис (юс^) и /с (), а также и^с и ¡бс в (8) и (9).
Условиями существования режима класса Е в дуальном усилителе с последовательным к ключу конденсатором Ск (см. рис. 3, б) являются определенное значение импеданса на выходе ключа с конденсатором £выхС1 на основной частоте и выполнение условия короткого замыкания на всех ее гармониках [12], [13]:
Z
4 + я2
выхС1
. exp (/ {arctg (я/2) + я/2 - arctg [(8+я2 )/2я })
ЮсСк>/( п2Л ) + 5 + (16/ я2 ) « (1.2353 ®ССк ) ехр (/76.891°); (10)
¿выхСк {/к) = 0, к = 2, 3, .... (11)
Использовав соотношение (5), условия существования режима класса Е в исходном усилителе с шунтирующей ключ индуктивностью Тк и (см. рис. 3, а) найдем следующим образом:
^выхТЛ = 0.8095ШсТк ие-/76-891°; (12)
¿выхТк (/к) = *», к = 2, 3, .... (13)
Запишем выражения волновых форм сигналов для двух оставшихся типов усилителей класса Е и их дуальных вариантов. Волновые формы для усилителя с шунтирующим ключ формирующим контуром (рис. 4, а) имеют вид
'с (®ct) =
ис (rnct) =
7DC {( 4 п) [1 - ( b0 / п) cos Ф + ( b0 / 2 ) sin ф] ®ct + +bo [sin (roct + ф) - s^]}, 0 <roct <n;
(14)
0, я<ю ct < 2n, 0, 0 < roct < n;
Udc (bjcos (q<$ct) + b2sin (q<$ct) +1
+
(15)
+ [^q2 /(1 - q2 ) cos (roct + ф)}, n<roct < 2n;
где параметры q = \j (CK и LK и ) = 1.412, b0 = 1.211, by = 2.61, b2 =-2.13, ф = 15.16° найдены в работе [8] численным решением системы уравнений.
Волновые формы для усилителя по схеме на рис. 2, а имеют вид
ic () =
uc () =
ЮД + bo Icos (roct + ф) - ^ф!
/DC /Л / ч ■--ф, 0 <п; (16)
п/4 - (bo/п)si^ - (bo/2Jcos9 (16)
0, п < roct < 2п, 0, 0 <o>ct <п;
Udc {bicos (qroct) + b2sin (qroct) +1 + (17)
+ \_b0q2 /(i - q2 ) sin (roct + ф)}, n < roct < 2n;
где параметры q = 1.678, b0 = 0.924,, b = 1.414, b2 = 1.221, ф = -29.97° найдены в [16] численным решением системы уравнений.
Волновые формы для дуальных усилителей (см. рис. 2, б и 4, б), соответствующих двум последним вариантам устройств класса Е, получаются взаимной заменой ис (act) и
ic (act) в выражениях (14)-(17).
Для рассмотренных типов усилителей класса Е определим импедансы нагрузок их ключей на основной частоте и на ее гармониках, разложив импульсы напряжения ис (act)
(2), (9), (14), и (16) и тока ic (act) (1), (8), (15) и (17) в ряды Фурье и поделив коэффициенты разложений (2) и (1), (9) и (8), (14) и (15), (16) и (17) друг на друга. Перемножив коэффициенты разложения указанных пар и проинтегрировав результат за период (с учетом того, что интеграл от произведения составляющих напряжения и тока с разными индексами равен нулю), получим потери мощности в ключах Рп, по которым определим электронный КПД = 1 - Рп/(Udc Idc ) всех рассмотренных типов устройств класса Е при учете конечного числа гармоник к. Для всех рассмотренных восьми типов усилителей примем выходные нагрузки R = 1 и определим импедансы на выходах ключей Zk и и Zk на основной частоте (к = 0) и на гармониках (к = 1, 10). По аналогии с работой [1] нормируем полученные результаты на значния активных составляющих импедансов на первой гармонике. Далее вновь примем нагрузки равными единице (R\ = 1) и определим нагрузочные импедансы ключей в условиях нормировки ZH и ZH . Нагрузочные импедансы для рассматриваемых схем усилителей приведены в табл. 1, где также даны значения электронного КПД. Для всех усилителей Zки и Zk отвечают соотношению (5), а для схемы на рис. 1, а кроме того совпадают с результатами [1].
Аналитические выражения для определения реактивных сопротивлений ХкИ, Xk
при R = 1 и ХНки, Хн при R1 = 1 на высших гармониках (к ф 1) приведены в табл. 2.
Выражения для реактивных сопротивлений получены с использованием формул расчета элементов из указанных литературных источников.
Таблица 1
к Исходные усилители мощности класса Е по схемам
рис. 1, а рис. 2, а рис. 3, а рис. 4, а
2нки %ки 2нки 2нки 2нки
К = 1 Щ = 1 К = 1 Щ = 1 К = 1 К = 1 К = 1 Щ = 1
1 1.527 + +/1.106 1 + +/0.724 2.304 + +/1.451 1 + +/0.63 12.741 --/9.238 1 --/0.725 0.685 --/0.463 1 + +/0.676
2 -/2.723 -/1.782 -/5.933 -/ 2.576 /10.893 /0.855 -/1.455 -/2.122
3 -/1.816 -/1.188 -/1.702 -/0.739 /16.34 /1.282 -/0.624 -/0.911
4 -/1.361 -/0.891 -/1.066 -/0.463 /21.786 /1.709 -/0.417 -/0.609
5 -/1.089 -/0.713 -/0.791 -/0.343 /27.233 /2.137 -/0.317 -/0.462
6 -/0.908 -/0.595 -/0.635 -/0.276 /32.679 /2.565 -/0.258 -/0.376
7 -/0.778 -/0.510 -/0.532 -/0.231 /38.126 /2.992 -/0.217 -/0.316
8 -/0.681 -/0.446 -/0.459 -/0.199 /43.573 /3.419 -/0.188 -/0.275
9 -/0.605 -/0.396 -/0.404 -/0.175 /49.019 /3.847 -/0.166 -/0.242
10 -/0.545 -/0.356 -/0.361 -/0.157 /54.466 /4.275 -/0.149 -/0.217
к Дуальные усилители мощности класса Е по схемам
рис. 1, б рис. 2, б рис. 3, б рис. 4, б
^ки 2нки %ки 2нки ^ки 2нки 2нки
К = 1 Щ = 1 К = 1 Щ = 1 К = 1 К = 1 К = 1 Щ = 1
1 0.429 --/0.311 1 --/0.725 0.311 --/0.196 1 --/0.63 0.051 + +/0.037 1 + +/0.724 1 --/0.677 1 --/0.677
2 /0.367 /0.855 /0.169 /0.54 -/0.092 -/1.804 /0.687 /0.687
3 /0.551 /1.284 /0.587 /1.89 -/0.061 -/1.196 /1.602 /1.602
4 /0.735 /1.713 /0.938 /3.016 -/0.046 -/0.902 /2.398 /2.398
5 /0.918 /2.139 /1.264 /4.064 -/0.037 -/0.725 /3.157 /3.157
6 /1.102 /2.569 /1.574 /5.061 -/0.031 -/0.608 /3.881 /3.881
7 /1.285 /2.995 /1.88 /6.045 -/0.026 -/0.51 /4.607 /4.607
8 /1.469 /3.424 / 2.177 /7.0 -/0.023 -/0.451 /5.306 /5.306
9 /1.652 /3.851 / 2.475 /7.958 -/0.02 -/0.392 /6.023 /6.023
10 /1.836 /4.279 / 2.766 /8.894 -/0.018 -/0.353 /6.71 /6.71
Таблица 2
Исходные усилители мощности класса Е Лит. источник Дуальные усилители мощности класса Е Лит. источник
Схема хки Х Нки Схема хки Х Нки
(К = 1) (К1 = 1) (К = 1) (К1 = 1)
Рис. 1, а -п(п2+4) 8к -п( п2 + 4) 12.22к [3], [4] Рис. 1, б 8к 3.43к [9]-[11]
п(п2 +4) п(п2 +4)
Рис. 3, а п(п2 +4)к 8 п( п2 + 4) к 101.93 [5] Рис. 3, б -8 -156.86 [12], [13]
п(п2 +4)к п(п2 +4)к
Рис. 4, а - 0.73/0.69 -1.07/0.47 [7], [8] Рис. 4, б 0.69к -1/0.73к 0.69к -1/0.73к [14], [15]
0.73к -1/0.69к 1.07к-1/0.47к
Рис. 2, а -1.30.27 -0.57/0.63 [6] Рис. 2, б 0.27к -1/1. 3к 0.88к-1/0.41к [16]
1.3к -1/0.27к 0.57к-1/0.63к
Если на выходе ключей усилителей создать нагрузку, которая характеризуется приведенными в таблице импедансами на основной частоте и на ее гармониках, то в них режим класса Е будет реализован в полной мере. Условия существования режима класса Е требуют, чтобы в работе ключей участвовали как минимум две (лучше три) гармоники: КПД устройств класса Е с учетом использования трех гармоник несколько превышает 75 % (табл. 3).
Таблица 3
Количество гармоник Исходные усилители мощности класса Е по схемам на рис. 1, а, 3, а; дуальные усилители мощности класса Е по схемам на рис. 1, б, 3, б Исходные усилители мощности класса Е по схемам на рис. 2, а, 4, а; дуальные усилители мощности класса Е по схемам на рис. 2, б, 4, б
КПД, %
1 8 10.8
2 66.5 65.2
3 75.6 75.3
4 83.8 83.4
5 86.3 85.5
6 89.5 89
7 90.6 90
8 92.4 91.8
9 92.9 92.2
10 94 93.5
Для некоторых типов устройств класса Е (см. схемы на рис. 1, а, б и 3, а, б) можно сформулировать равнозначные представленным в табл. 1 условия существования режима класса Е. Если в усилителях [9]-[11], [12], [13] на выходах ключей с последовательными индуктивностью Ьк и емкостью Ск (см. рис. 1, б и 3, б), а также в устройствах [3], [4] и [5]
на выходах ключей с шунтирующими емкостью Ск и и индуктивностью Ьк и (см. рис. 1, а и 3, а) создать определенные выражениями (3), (10) и (6), (12) нагрузки на основной частоте, а на ее гармониках установить режимы короткого замыкания (см. (4), (11)) или холостого хода (см. (7), (13)), то класс Е во всех этих устройствах также будет реализован в полной мере. Справедливость перечисленных выражений, полученных аналитически, подтверждается результатами расчета импедансов нагрузок на основной частоте и на ее гармониках в точках подключения фильтрующих контуров рассмотренных устройств класса Е. Расчетные импедансы нагрузок здесь вычисляются следующим образом. Импульсы напряжения щ () (2), (9) или тока г5 () (1), (8) раскладываются в ряд Фурье. Результаты разложения делятся на ток в нагрузке или на напряжение на ней соответственно. В результате для усилителей [3]-[5] и [9]-[13] формируется новая таблица нагрузочных импедансов в точках подключения фильтрующих контуров, значения в которой полностью соответствуют величинам, рассчитанным по формулам (3), (4), (6), (7), (10)-(13).
Представленные в настоящей статье формулы получены для идеализированных схем усилителей с учетом обычных для класса Е предположений: заполнение рабочего цикла оптимально и равно 50 %, сопротивления ключа во включенном и в выключенном состояниях равны нулю и бесконечности соответственно; потери в формирующих контурах отсутствуют; цепи смещения не влияют на прохождение сигнала; собственными выходными емкостями ключей можно пренебречь. На практике выходные импедансы практически всех транзисторных ключей носят емкостной характер, т. е. ключи характеризуются определенными значениями их выходной емкости. Только в трех типах рассмотренных устройств (см. рис. 1, а, 2, а и 4, а) можно использовать для преобразования в основную гармонику энергию, запасенную на выходных емкостях ключей, включив их в состав формирующих контуров, причем лишь до тех пор, пока расчетная емкость контура не превысит значение собственной емкости ключа.
Выходные емкости ключевых СВЧ-транзисторов, особенно повышенной мощности, превосходят расчетные значения, следовательно, в СВЧ-диапазоне фактически для всех типов усилителей класса Е требуется компенсация собственной выходной емкости ключевых транзисторов. Эта компенсация может быть выполнена разными способами. Для дуальных усилителей класса Е удобно компенсировать не саму параллельную ключу выходную емкость, а емкостную составляющую выходного импеданса ключа в схеме последовательного типа. Компенсация емкостных сопротивлений выходных импедансов транзисторных ключей может быть выполнена на основной частоте при помощи включения на их выход последовательного индуктивного (иногда емкостного) компенсирующих элементов. Например, в дуальных усилителях класса Е с последовательными ключу индук-тивностями (см. рис. 1, б), описанных в работах [9]—[11], емкостные составляющие выходных импедансов транзисторов компенсируются на основной частоте при помощи дополнительных последовательных индуктивных сопротивлений. В этих случаях цепи с суммарными последовательными индуктивностями Ьк, подключенные к выходам ключей, проектируются таким образом, чтобы выполнялись условия (3) и (4). Так, разработаны дуальные усилители класса Е на основе БОМОББЕТ-транзисторов МКБ2828 и МКБ184, обеспечивающие на частотах 925 и 910 МГц выходные мощности около 7.5 Вт [10] и 63 Вт [11] с КПД, примерно, 75 и 72 % соответственно. Электронные (стоковые) КПД этих усилителей несколько выше и равны 77.9 и 75.6 %.
Использование дополнительных элементов, компенсирующих емкостные сопротивления выходных импедансов транзисторов на основных частотах, приводит к изменениям (по отношению к табличным) реактивных сопротивлений на всех гармониках. Вместе с тем, на практике всегда можно настроить выходную цепь ключа так, чтобы на основной частоте и, по крайней мере, на двух ее гармониках табличные условия выполнялись. После компенсации емкостного сопротивления выходного импеданса ключей дуальный усилитель становится похожим (по реактивным сопротивлениям на близких к основной частоте гармониках) на один из табличных устройств класса Е.
Продемонстрируем возможности компенсации емкостных сопротивлений выходных импедансов транзисторов в дуальных СВЧ-усилителях мощности класса Е. Рассмотрим дуальный усилитель класса Е с последовательным к ключу конденсатором (см. рис. 3, б), детально описанный в [12], [13]. Он работает на частоте 915 МГц на ОаЛБ ББТ-тран-зисторе БЬЬ120МК. Собственная выходная емкость транзисторного ключа составляет 6.5 пФ (оценку значения этой емкости см. в [17]). Емкостная составляющая выходного импеданса выбранного ключа (Xс « 3.2 Ом) скомпенсирована дополнительной индуктивностью. С учетом емкостного и компенсирующего индуктивного элементов импедансы нагрузочной цепи на выходе ключа при Я = 1 приблизительно совпадают со значениями в табл. 1 до третьей гармоники включительно. При Я = 1 импеданс на основной частоте равен 1 + /0.729, а реактивные сопротивления на второй и на третьей гармониках составляют -/1.797 и -/1.2 соответственно. Совпадение импедансов с табличными значениями только на трех гармониках основной частоты приводит к тому, что стоковый КПД не может
Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2011. Вып. 4======================================
быть более 75 % (это подтверждено экспериментально). В рассмотренных дуальных усилителях при входной мощности 0.33 Вт, напряжении питания +10 В и токе потребления 0.87 А максимальное значение КПД составило 70.9 %, а стоковый КПД равнялся 74.7 %. Фактическая выходная мощность составила 6.5 Вт.
В качестве другого примера рассмотрим дуальный усилитель класса Е с последовательным к ключу формирующим контуром (рис. 4, б) [14], [15]. Он работает на частоте 915 МГц на LDMOSFET-транзисторе MRF282S. В этом случае собственная выходная емкость транзисторного ключа составляет 15.4 пФ [10]. Без компенсации этой емкости (или емкостного сопротивления выходного импеданса ключа) указанный транзистор не может быть использован в усилителе класса Е на частоте 915 МГц: при напряжении питания UDC = 15 В и максимальном токе 4 А предельная частота работы усилителя в режиме класса Е с таким ключом не превышает 300 МГц [4], [17]. В рассматриваемом дуальном усилителе класса Е емкостная составляющая выходного импеданса ключа (Xc ~ 9.9 Ом)
скомпенсирована дополнительной индуктивностью [10], [11]. С учетом этих емкостного и компенсирующего индуктивного элементов импедансы нагрузочной цепи на выходе ключа при R = 1 также приблизительно совпадают со значениями в табл. 1 до третьей гармоники включительно. При Rj = 1 импеданс на основной частоте равен 1 -/0.68, а реактивные сопротивления на второй и на третьей гармониках составляют /0.705 и /1.6 соответственно. Эксперимент подтвердил, что такое совпадение импедансов с табличными значениями только по трем гармоникам основной частоты приводит к 75 %-му пределу стокового КПД. Так, в усилителе, выполненном по рассматриваемой схеме, при входной мощности 0.22 Вт, напряжении питания + 20 В и токе потребления 0.5 А максимальное значение КПД равно 71 %, стоковый КПД составил 73.2 %, выходная мощность составила 7.32 Вт.
В настоящей статье дан анализ нагрузочных импедансов транзисторных ключей для четырех типичных представителей усилителей класса Е и четырех дуальных им устройств данного класса на основной частоте и на ее гармониках. Величины нагрузочных импедан-сов транзисторных ключей сведены в табл. 1. Предложены способы компенсации емкостных составляющих выходных импедансов транзисторных ключей в дуальных СВЧ-усили-телях мощности класса Е на основной частоте. Показано, что если емкостные и компенсирующие их индуктивные элементы вместе с выходной цепью настроить так, чтобы нагрузочные импедансы ключей совпадали с табличными значениями хотя бы по трем гармоникам основной частоты, то в СВЧ-диапазоне достижим КПД устройств класса Е вплоть до 75 %. Для ряда практических применений в СВЧ-диапазоне такие величины КПД являются достаточными, поскольку дальнейшая настройка нагрузочных импедансов ключа с увеличением числа гармоник связана с большими трудностями.
Список литературы
1. Raab F. H. Class E, dass C and dass F power amplifiers based upon a finite number of harmonics // IEEE trans. on microwave theory and techniques. 2001. Vol. MTT-49, №. 8. P. 1462-1468.
2. Крыжановский В. Г. Транзисторные усилители с высоким КПД. Донецк: Апекс, 2004. 448 с.
======================================Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2011. Вып. 4
3. Sokal N. O., Sokal A. D. Class E - a new class of high-efficiency tuned single-ended switching power amplifiers // IEEE j. of solid-state circuits. 1975. Vol. 10, № 3. P. 168-176.
4. Switch-mode high-efficiency microwave power amplifier in a free-space power combiner array / T. B. Mader, E. W. Bryerton, M. Marcovic et al. // IEEE trans. on microwave theory and techniques. 1998. Vol. MTT-46, № 10. P. 1391-1398.
5. Kazimierczuk M. Class E tuned power amplifier with shunt inductor // IEEE j. of solid-state circuits. 1981. Vol. 16, № 1. P. 2-7.
6. Артым А. Д. Ключевой режим работы генераторов высокой частоты // Радиотехника. 1969. Т. 24, № 6. С. 58-64.
7. Козырев В. Б. Однотактный ключевой генератор с фильтрующим контуром // Полупроводниковые приборы в технике электросвязи; под ред. И. Ф. Николаевского. М.: Связь. 1971. Вып. 8. С. 152-166.
8. Grebennikov A. V., Jaeger H. Class E with parallel circuit - a new challenge for high efficiency RF and microwave power amplifiers // IEEE MTT-S int. microwave symp. Digest. 2002. TH2D-1. P. 1627-1630.
9. Пат. RU 2306667 C1 МПК H03 F 3/193 (2006.01). Ключевой усилитель мощности / А. В. Баранов (RU). Опубл. 20.09.2007, БИ № 26.
10. Баранов А. В. Дуальные СВЧ-усилители мощности в классе Е // Радиотехника. 2007. № 3. С. 71-78.
11. Баранов А. В. Дуальные СВЧ-усилители повышенной мощности в классе Е // Радиотехника. 2008. № 12. С. 34-39.
12. Пат. RU 2393624 C1 МПК H03 F 3/193 (2006.01). Ключевой усилитель мощности / А. В. Баранов (RU). Опубл. 27.06.2010, БИ № 18.
13. Баранов А. В. Дуальный СВЧ усилитель мощности класса Е с последовательным к ключу конденсатором // СВЧ-техника и телекоммуникационные технологии: мат-лы 19-й Междунар. Крымской конф. 14-18 сентября 2009 г., Севастополь. Севастополь: Вебер, 2009. С. 63-64.
14. Пат. RU 2402149 C1 МПК H03 F 3/193 (2006.01). Ключевой усилитель мощности / А. В. Баранов (RU). Опубл. 20.10.2010, БИ № 29.
15. Баранов А. В. Дуальный СВЧ усилитель мощности класса Е с последовательным к ключу формирующим контуром // СВЧ-техника и телекоммуникационные технологии: мат-лы 19-й Междунар. Крымской конф., 14-18 сент. 2009 г., Севастополь. Севастополь: Вебер, 2009. С. 65-66.
16. Баранов А.В. Дуальный СВЧ усилитель Е класса с последовательными к ключу индуктивностью и фильтрующим контуром // СВЧ-техника и телекоммуникационные технологии: мат-лы 20-й Междунар. Крымской конф., 13-17 сент. 2010 г. Севастополь: Вебер, 2010. С. 119-120.
17. Баранов А. В. Проектирование СВЧ-усилителей большой мощности в классе Е // Радиотехника. 2006. № 12. С. 65-70.
A. V. Baranov
Nizhny Novgorod limited liability company "Eldorado" S. L. Morugin
Nizhny Novgorod state technical university
Load switch impedances in class E power amplifiers
The harmonics analysis of load switch impedances is presented in four general class E power amplifiers and four their dual configurations. The switch impedances output capacitances compensation method is suggested in dual class E power amplifiers. The compensation method is proved by experimental results.
Power amplifier, class E, load switch impedances, efficiency factor
Статья поступила в редакцию 6 августа 2010 г.
