CC BY
112
УДК 621.396
И.А. Румянцев, А.С. Короткое
методика расчета микроэлектронного усилителя мощности класса е
с учетом паразитных параметров элементов
Усилитель мощности (УМ) - один из компонентов передатчика, предназначен для усиления мощности входного модулированного сигнала. УМ состоит из усилительного элемента и цепей согласования. Усилительный элемент, как правило, МОП-транзистор - усиливает сигнал за счет преобразования мощности источника питания. Цепи согласования согласуют усилительный элемент с источником сигнала и нагрузкой. В передатчике абонентской станции мобильной системы связи УМ должен обеспечивать требуемую мощность в нагрузке при заданном уровне нелинейных искажений и максимальном коэффициенте полезного действия (КПД) для увеличения времени работы устройства без дополнительной подзарядки.
Рабочие частоты передатчиков абонентских станций мобильных систем связи третьего поколения стандартов W-CDMA и MC-CDMA находятся в диапазоне 1,7-2,0 ГГц, а мощность передатчика составляет до 24 дБм [1]. Усилители мощности, изготовленные по МОП-технологии с минимальным разрешением 65 нм, с рабочими частотами до 2,0 ГГц и уровне выходной мощности до 30 дБм обладают коэффициентом полезного действия до 60 %. При этом усилитель занимает на кристалле площадь до 0,3 кв. мм [2]. Благодаря высокому КПД усилители мощности класса Е являются основным классом УМ, используемым в абонентских устройствах мобильных систем связи. В монографиях [3, 4] и периодической литературе [2, 5] расчет УМ класса Е сводится к вычислению номиналов элементов стоковой цепи. При этом расчет производится с учетом или без учета влияния выходной паразитной емкости МОП-транзистора и величины дроссельной индуктивности в цепи стока, однако, не учитываются аналогичные эффекты в цепи затвора. Это приводит к уменьшению уровня выходной мощности и КПД реальной схемы.
В данной работе предлагается методика расчета микроэлектронного усилителя мощности класса Е абонентской станции мобильной си-
стемы связи стандартов W-CDMA и MC-CDMA с учетом влияния паразитных емкостей МОП-транзистора и дроссельных индуктивностей как в стоковой цепи, так и в цепи затвора. Статья построена следующим образом: в главе 1 рассматриваются основные режимы работы усилителей мощности; классы моделей МОП-транзисторов и особенности применения модели BSIM3v3 на высоких частотах представлены в главе 2; в главе 3 обосновывается выбор согласующих цепей; функционирование и методика расчета УМ класса Е рассмотрены в главах 4 и 5 соответственно.
1. Режимы работы усилителей мощности
Режимы работы УМ подразделяются на линейный (режим А), квазилинейные (режимы АВ, В, С) и ключевые (режимы D, E, F). Линейный и квазилинейные режимы различаются углом отсечки выходного тока усилительного элемента: в режиме А угол отсечки составляет 180 градусов, в режиме АВ - от 180 до 90, в режиме В - 90 градусов, а в режиме С - менее 90. К достоинствам линейных и квазилинейных режимов относится низкий уровень нелинейных искажений сигнала, который возрастает с уменьшением угла отсечки. Недостатком является постоянное рассеивание мощности на транзисторе, что приводит к значительному снижению КПД. Так, теоретически достижимый КПД в режиме А составляет 50 %, в режиме АВ - 50-78,5 %, в режиме В - 78,5 %. В режиме С теоретически достижимый КПД равен 100 %, однако такой результат достигается только при угле отсечки равном нулю, т. е. при отсутствии полезного сигнала на выходе усилителя.
Принцип работы ключевых усилителей мощности заключается в следующем: когда входной сигнал достигает определенного уровня, МОП-транзистор открывается (при этом ток через транзистор максимальный, а падение напряжения на нем близко к нулю) или запирается (при этом ток через транзистор близок к нулю, а падение напряжения максимально). В обоих случаях рассеи-
ваемая мощность близка к нулю. Таким образом, теоретически достижимый КПД равен 100 %, что является основным преимуществом ключевых режимов перед линейным и квазилинейными. Для данных режимов характерен высокий уровень нелинейных искажений. Как правило, для уменьшения уровня нелинейных искажений необходимо использовать фильтры.
В режиме D для преобразования сигнала к балансному виду используются трансформатор и дополнительный МОП-транзистор или пара комплементарных МОП-транзисторов. Каждый из транзисторов усиливает один полупериод входного сигнала, в результате в нагрузке после сложения формируется усиленный исходный сигнал. В режиме Е для обеспечения условий работы вместо трансформатора и дополнительного транзистора используется шунтирующий конденсатор, что значительно упрощает изготовление и уменьшает размеры микросхемы. Шунтирующий конденсатор накапливает заряд за время, в течение которого транзистор открыт, и после запирания транзистора передает заряд в нагрузку. Недостатком УМ класса Е является значительная величина пикового напряжения. Усилитель мощности, работающий в режиме F, состоит из транзистора и набора последовательных и параллельных фильтров. Фильтры пропускают спектральные составляющие тока и напряжения на частотах, кратных частоте входного сигнала, которые затем суммируются в нагрузке. Теоретически данный режим обеспечивает меньшее пиковое напряжение, по сравнению с режимом E. Однако теоретически достижимый КПД получается только при сложении всех четных спектральных компонент для тока и нечетных для напряжения, что существенно усложняет частотно-избирательную цепь. Перечисленные обстоятельства определяют широкое использование УМ класса Е на практике в передатчиках мобильных систем связи.
2. Модель транзистора
МОП-транзистор является основным элементом УМ. Выделяют три группы моделей МОП-транзисторов [6]: областные модели (BSIM, MM9), модели, основанные на методе расчета характеристик транзистора через поверхностный потенциал (MM11, SP2001), гибридные модели (EKV). Областные модели описывают работу транзистора на линейном участке и в области насыщения вольт-амперной характеристики с помо-
щью отдельных уравнений на основе дрейфовой аппроксимации тока стока. Главное преимущество такого подхода в том, что уравнения, описывающие модель, являются явными функциями от приложенного напряжения. Недостатки заключаются в использовании приближенных выражений для вычисления тока стока и большом количестве дополнительных параметров. Модели, основанные на методе расчета характеристик транзистора через поверхностный потенциал, используют дрейфово-диффузионную аппроксимацию тока стока. Данные модели позволяют использовать одно выражение для точного расчета тока стока. Основными недостатками являются необходимость итерационных процедур для расчета основных потенциалов как функций приложенного напряжения, относительно сложная процедура составления модели и значительное время расчета. Гибридные модели объединяют в себе способы описания двух предыдущих моделей. Поверхностный потенциал на стороне истока обычно описывается аналитически, а потенциал на стороне стока аппроксимируется аналогично областным моделям.
Областная модель BSIM3v3 является наиболее полной и широко используемой моделью МОП-транзистора. Однако данная модель достоверна лишь на частотах до нескольких сотен мегагерц. На более высоких частотах МОП-транзистор следует рассматривать как распределенный элемент, что делает необходимым усовершенствование модели для учета следующих эффектов [7]: не-квазистатического; распределенного сопротивления затвора; влияния подложки.
При медленном изменении напряжения на электродах транзистор работает в квазистатическом режиме, при этом ток, протекающий через канал, и свойства канала мало изменяются. Этот режим описывается стандартной BSIM3v3 моделью и используется для работы с постоянными и низкочастотными сигналами. Однако при быстром изменении напряжения транзистор выходит из квазистатического режима. Неквазистатический эффект может быть учтен использованием дополнительного резистора, подключенного к затвору, который вносит задержку изменения тока в канале [8]. Эффект влияния сопротивления затвора важен при работе с высокочастотными сигналами. Большое сопротивление приводит к увеличению теплового шума и уменьшению максимального коэффициента усиления. Сопротивление затвора
определяется геометрическими размерами транзистора (шириной затвора - W и длиной затвора - L) и удельным сопротивлением затвора R-,. В случае субмикронных транзисторов преобладает влияние геометрических размеров. На высоких частотах сопротивление затвора моделируется как дискретный резистор:
- 1 R W Rg - 3 R° l •
Данное выражение справедливо для одноза-творного транзистора. Для двухзатворного транзистора коэффициент — заменяется на —. Для
учета влияния эффектов подложки используется RC-цепочка, соединяющая истоковый, стоковый электроды и электрод подложки. Возможны несколько вариантов реализации этой цепи [8, 9] наиболее точная из которых описана в [9]. Таким образом, в качестве модели МОП-транзистора УМ наиболее целесообразно использовать модель BSIM3v3 с дополнительными элементами, учитывающими высокочастотные эффекты.
3. Цепи согласования
Согласование сопротивлений заключается в трансформации нагрузочного сопротивления в оптимальное рабочее сопротивление, которое в общем случае равно комплексно сопряженному сопротивлению источника сигнала. Поскольку коэффициент перекрытия по частоте, который определяется как отношение верхней (ю ) и нижней (юн) частот рабочего диапазона, в стандартах WCDMA и MC-CDMA равен
ю 2 К, = " =— = 1,176 / юн 1,7
и не превышает 1,2, то следует считать полосу частот узкой и использовать цепи согласования (ЦС) из элементов с сосредоточенными параметрами. По количеству элементов согласующие цепи разделяются на схемы второго порядка (двухэлементные), третьего порядка (трехэлементные), четвертого порядка (четырехэлементные).
Простейшими ЦС являются цепи второго порядка. К недостаткам данных цепей относится отсутствие возможности оптимального выбора номиналов элементов. Как следствие, полученные при расчете значения элементов могут не удовлетворять условиям физической реализуемости. Цепи согласования третьего порядка наиболее широко используются благодаря своей простоте и возможности оптимального выбора номиналов
элементов. Цепи согласования четвертого порядка обеспечивают точное согласование сопротивлений на двух различных частотах и обычно требуются для широкополосного согласования. Поскольку рассматриваемая полоса частот является узкой, то нет необходимости в использовании ЦС четвертого порядка. Таким образом, цепи согласования третьего порядка оптимальны с точки зрения количества элементов и возможности выбора номиналов. Известны четыре структуры цепей согласования третьего порядка: две схемы, содержащие одну индуктивность и два конденсатора, и две схемы, содержащие две индуктивности и один конденсатор. Поскольку планарные индуктивности занимают большую площадь на кристалле и обладают значительными потерями, целесообразно использовать ЦС с минимальным количеством индуктивностей. Таким образом, предполагается использовать ЦС третьего порядка с одним индуктивным элементом, представленную на рис. 1 а. Номиналы элементов данной цепи вычисляются как [10]
1
Сцс1 —
г -
цс2
(üR^R, IRu(\ + Qlc)-\ 0)^(1+ ß^c)
0цс^Г
га
(1)
(2)
(3)
где Ят - входное или выходное сопротивление транзистора; Ян - внутреннее сопротивление источника сигнала или сопротивление нагрузки; QЦС - добротность выходного импеданса ЦС. Как
следует из выражения (1), параметр Q должен
ЦС
удовлетворять условию:
öuc
' /?т
(4)
Для обеспечения максимальной полосы пропускания цепи согласования необходимо выбирать величину QЦС, близкую к / Ят — 1. Минимальное значение QII„ определяется из условий
ЦС
физической реализуемости элементов.
4. Усилитель мощности класса Е
На рис. 1 б показана структурная схема усилителя мощности класса Е, которая включает [3]: транзистор, представленный в виде идеального ключа; шунтирующий конденсатор Ср; сопро-
Рис. 1. Эквивалентная схема усилителя мощности класса Е, цепь согласования и зависимости токов и напряжений в усилителе от угла отсечки: а - цепь согласования третьего порядка с одним индуктивным элементом; б - схема усилителя мощности класса Е; в - ток через ключ; г - ток через конденсатор Ср; д - напряжение на конденсаторе Ср
тивление нагрузки Яь; последовательный колебательный £С-контур, который играет роль фильтра; дроссельную индуктивность ЬсЬ, через которую подается постоянный ток 1(Сс . Токи, протекающие через ключ 1Ш и через шунтирующий конденсатор 1С, представляют сумму постоянного тока 1С и переменного тока 1Гг ЯЬС-цепи.
Рассмотрим один цикл работы УМ, который включает в себя одно отпирание и одно замыкание ключа. В течение цикла фаза выходного колебания 0 изменяется в пределах [0; 2я]. Ток 1Ш , протекающий через ключ, показан на рис. 1 в. Ток 1С, протекающий через конденсатор Ср , показан на рис. 1 г. Напряжение на конденсаторе Ср изображено на рис. 1 д. Когда ключ замкнут, ток протекает только через ключ, ток через конденсатор Ср и напряжение на конденсаторе равны нулю. В
момент времени, когда ключ отпирается (0 = а), ток начинает протекать через конденсатор Ср , напряжение на конденсаторе нарастает и достигает своего максимума ирк при 0 = у. Далее напряжение начинает падать, ток достигает минимума и при 0 = в возвращается в нуль - ключ замыкается.
5. Методика расчета и моделирование усилителя мощности класса Е
Принципиальная схема УМ классе Е показана на рис. 2. Входной сигнал от источника V с внутренним сопротивлением Я1 через входную трехэлементную цепь согласования С1С2Ь1 поступает на МОП-транзистор Т1, к которому подключен шунтирующий конденсатор С4. Выходной сигнал со стока МОП-транзистора через
Рис. 2. Схема разработанного усилителя мощности
компенсирующую индуктивность L4, фильтр C5 Ь5 и выходную трехэлементную цепь согласования С6С7 L6 поступает в нагрузку R2. Затвор транзистора заземлен по постоянному току через дроссельную индуктивность L2, влияние которой компенсируется конденсатором С3. Постоянный ток от источника питания У0 подается через дроссельную индуктив ность L3.
Для повышения точности расчета УМ класса Е в данной работе предлагается методика вычисления элементов УМ с учетом входной и выходной емкости МОП-транзистора и конечной величины дроссельных индуктивностей цепей затвора и стока. Для минимизации влияния дроссельных индуктивностей на параметры усилителя необходимо выбирать номиналы Lи и Ьс максимально возможными. Как показало проведенное моделирование, влиянием индуктивности Ьс в цепи стока можно пренебречь при величине индуктивности более Ь0 нГн. Однако пренебречь влиянием ждуктивности Lи и цепи затвора нельзя даже при макь имальных значениях индуктивности, допустимых для планарной реализации (как правило, 10-12 нГн) в выбранной технологии изготовления.
Исходными данными для расчета усилителя мощности класса Е являются: выходная мощность Р/; диапазон рабочих частот Дю = юв - юн; средняв частота диапазона о , напряжение сток-исток и+, входной импеданс СП = Л +(Х = Я - п/ГшС ) и вьгсоаной импе-
вх вх ^ вх вх ^ 4 вх'
данс 2 = R + ]Х = R - //(юС ) транзистора
вых ввк ^ ввк ввк ^ 4 вых7 г г
при заданном уровне входного сигнала; пиковый ток 1рк (см. рис. 1 в), равный 1рк = и I^ , где I/ - амплитуда переменного тока в RLC-цепи.
Порядок расчета усилителя мощности представляется следующим алгоритмом.
1. Рассчитать углы а и Р по заданной выходной мощности р , которые связаны соотношениями:
иаф) = -е+8(Р)" е+8(а)
с. Определить величину шунтирующей емко-
а-р
в1а(Р) 1 - 81а(Р)
И. Определить токи I/ , 1С :
Рг/ в 1 ркЦ<к
I к I у
1{ в и I, в рк
ас
/т
1 ио
1 и
1'
где о = - в1а(Р).
сти С :
где иЛс (а) = -
С =
р
1
^кУдс(а) о Ц",
Ип(1 и о) - в1а(Р) и 81а(а)
Т (е+8(Р) и е+8(ос))((3 - а) -
4. Вычислить величину шунтирующего конденсатора С4 с учетом выходной паразитной емкости транзистора С :
вых
С4 = С - С .
4 р ввк
5. Определить величину сопротивления, на которое должен быть нагружен УМ:
^киа (а)
RL =
где
ис1 (а) в-
рк с1 ^
OCpIrf 1
- [С е+8(ИР) и е+8(Иа) -
4п(1 и о)1 - е^(Р и а) - И 81а(ИР)(а - й)].
6. Определить номинал индуктивности, компенсирующей фазовый сдвиг напряжения:
Ь^Щ (а)
Ь в-
оИС/
р г[
где
исд(а) в 1
п(1 и о)
^а(р)(р-а) и (спв(Р) -
- е+8(а))]и — [4 е+8(а)^1а(Р) - 81а(а)) и И(а - Р) -
- в1а(ИР) и 81а(Иа)]
7. Рассчитать элементы фильтра L 5С 5:
к в
RLQ
С в-
1
о
о Ь,
где Q в--добротность контура.
До
8. Задать номиналы дроссельных индуктивностей Ь в Ьи в Ьс и рассчитать номинал конденсатора Сс, компенсирующего влияние индуктивности в цепи затвора:
С
^с и т ■ о Ь
9. Задать добротность выходного импеданса ЦС исходя из выражения (4) и условий физической реализуемости элементов.
10. Рассчитать входную и выходную цепи согласования. Номиналы конденсаторов входной (С1, Си) и выходной (С6, С7) цепей согласования, а также индуктивность выходной цепи Ь6 вычисляются согласно выражениям (1)—(С). Номи-
в
Рис. 3. Зависимости выходной мощности и КПД добавленной мощности разработанного усилителя мощности от частоты: а - без учета влияния Свх и Ь2; б - с учетом влияния Свх и Ь2
нал индуктивности Ц определяется из условия компенсации входной паразитной емкости МОП-транзистора С :
V
1
QA
ЮСвх СО
Согласно данной методике проведен расчет УМ со следующими исходными данными: выходная мощность Pf = 21дБм; диапазон рабочих частот Дю = 2п • (2,0 -1,7) рад • ГГц; средняя частота диапазона ю = 2п • 1,85 рад • ГГц; напряжение сток-исток Uds =1,8 В; входной импеданс Zbx = 8,40 -139,24/ Ом и выходной импеданс 7вых = 4,97 -123,43/ Ом транзистора при воздействии на него входного сигнала мощностью Рвх = 8 дБм; пиковый ток I рк = 280 мА. Полученные номиналы элементов приведены на рис. 2. Моделирование рассчитанного усилителя мощности осуществлялось в программном пакете Cadence Virtuoso v. 5.141. Использована BSIM3v3 модель МОП-транзистора компании UMC с разрешением 180 нм с дополнительными реактивными элементами, учитывающими высокочастотные эффекты, рассмотренные в главе 2. Внутреннее сопротивление источника сигнала и нагрузки моделируются сопротивлениями номиналом 50 Ом.
На рис. 3 представлены зависимости уровня выходной мощности и КПД добавленной мощности от частоты для двух случаев расчета УМ: по известной методике [3, 4] (рис. 3 а),
т. е. без учета влияния паразитной емкости МОП-транзистора Свх и дроссельной индуктивности Ц в цепи затвора, и по методике, предлагаемой в данной работе (рис. 3 б).
Как видно из рисунков, паразитные эффекты в цепи затвора приводят к снижению уровня максимальной выходной мощности и КПД: с 21 дБм до -2 дБм и с 76 % до 13 % соответственно.
В статье представлена методика расчета усилителя мощности класса Е с учетом влияния паразитных емкостей транзистора и конечной величины дроссельных индуктивностей в цепях стока и затвора. Согласно приведенной методике с использованием параметров МОП-технологии с разрешением 180 нм рассчитан микроэлектронный усилитель мощности абонентской станции мобильной системы связи стандарта WCDMA со следующими характеристиками: диапазон рабочих частот 1,7-2,0 ГГц, уровень выходной мощности 21 дБм, КПД 76 %, что соответствует результатам, полученным в [2], но для параметров МОП-технологии с разрешением 65 нм. Таким образом, можно утверждать, что применение предложенной методики с использованием параметров МОП-технологии с разрешением менее 180 нм позволит существенно улучшить известные ранее результаты.
Исследования выполнены в рамках ФЦП «Научные и научно-педагогические кадры инновационной России» на 2009-2013 гг.
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1. Gilmor, R. Practical RF Circuit Design for Modern Wireless Systems [Текст] / R. Gilmor, L. Besser// Vol. II: Active Circuits and Systems. -Artech House, 2003. -P. 569.
2. Heijden, M.P. A 65 nm CMOS 30 dBm Class-E RF Power Amplifier With 60 % PAE and 40 % PAE at 16 dB Back-Off [Текст] / M.P. Heijden [et al.] // IEEE J. SolidState Circuits. -May 2009. -Vol. 44. -№ 5. -P. 1372-1379.
3. Cripps, S. RF Power Amplifiers for Wireless Communications [Текст] / S. Cripps. -Artech House, 1999. -P. 376
4. Grebennikov, A. Switchmode RF power amplifiers [Текст] / A. Grebennikov, N.O. Sokal. -Newnes, 2007. -P. 443.
5. You, F. Efficiency Enhancement of Class-E Power Amplifiers at Low Drain Voltage [Текст] / F. You [et al.] // IEEE Trans. on Microwave Theory and Techniques. -Apr. 2010. -Vol.58. -№ 4. -P. 788-794.
6. Angelov, G. MOSFET Models at the Edge of 100-nm Sizes [Текст] / G. Angelov [et al.] // Proc. 24th International Conf. on Microelectronics. -16-19 May 2004. -Vol.1. -P. 295-298.
7. Борисов, С.А. Методика построения малосигнальной высокочастотной модели МОП-транзистора [Текст] / С.А. Борисов, А.С. Коротков // Изв. вузов. Сер. Радиоэлектроника. -2010. -Т.53. -№ 7. -С. 21-30.
8. Tin, S.F. A simple subcircuit extension of the BSIM3v3 model for CMOS RF design [Текст] / S.F. Tin, A.A. Osman [et al.] // IEEE J. Solid-State Circuits. -Apr. 2000. -Vol.35. -№ 4. -P. 612-624.
9. Liu, W. RF MOSFET modeling accounting for distributed substrate and channel resistances with emphasis on the BSIM3v3 SPICE model [Текст] / W. Liu [et al.] // Dig. Tech. Papers IEDM-97. -Dec. 1997. -P. 309-312.
10. Albulet, M. RF power amplifiers [Текст] / M. Albulet. -Noble, 2001. -P. 366.
