Разработка многодиапазонного преобразователя частоты приемника сверхширокополосной системы связи Текст научной статьи по специальности «Электротехника, электронная техника, информационные технологии»

Телекоммуникационные системы и компьютерные сети

УДК 621.396.62

А.В. Шевченко, А.С. Короткое разработка многодиапазонного преобразователя частоты

приемника сверхширокополосной системы связи

Сверхширокополосные системы радиосвязи (Ultra-Wide Band - UWB) получили свое название из-за применения сигналов с полосой частот более 20 % от значения несущей частоты. Применение таких сигналов в UWB системах позволяет увеличить число абонентов в выделенном для радиосети диапазоне частот, повысить устойчивость радиосистем к сосредоточенным узкополосным помехам и федингу, а также повысить скорость передачи информации по сравнению с системами, работающими на основе классических узкополосных методов модуляции. На основе сверхширокополосных сигналов осуществляется построение сенсорных радиосетей. Для расширения спектра в UWB системах используются импульсы короткой длительности, а также специальные кодовые последовательности. Множественный доступ абонентов реализуется за счет временного или кодового разделения каналов. Федеральной комиссией связи США создана рабочая группа 802.15, которая выделила для UWB сетей два основных стандарта: 802.15.3, определяющий работу беспроводных персональных сетей (Wireless Personal Area Network -WPAN) с большой скоростью передачи информации на малые расстояния, и 802.15.4a, определяющий работу WPAN с малой скоростью передачи информации на большие расстояния [1-3].

Поскольку в UWB системах полоса частот, занимаемая сигналом, составляет не менее 500 МГц, а несущая частота - не менее 0,5 ГГц, то при приеме необходимо использовать преобразование входного сигнал вниз по частоте. Иначе тактовая частота аналого-цифрового преобразователя (АЦП) составит не менее 1,5 ГГц, что определяет высокий уровень потребляемой приемником мощности. Преобразователь частоты состоит из смесителя и блока генераторов, управляемых напряжением (ГУН), формирующих сетку опорных

частот. В статье представлены результаты разработки преобразователя частоты сверхширокополосной системы связи поддиапазонов частот 3,1-5,0 ГГц и 6,0-10,6 ГГц.

Структура приемника сверхширокополосных систем связи

Сверхширокополосные системы являются развитием широкополосных систем, в которых наибольшее распространение получили методика расширения спектра сигнала прямой последовательностью (Direct Sequence Spread Spectrum -DSSS) и методика расширения спектра сигнала изменением несущей частоты (Frequency Hopping Spread Spectrum - FHSS) [1].

Характеристикой широкополосных систем связи служит отношение ширины полосы частот расширенного сигнала к минимальной полосе частот, требуемой для передачи информации. Однако реализация большой ширины полосы частот связана со следующими техническими проблемами: для систем с сигналами FHSS повышение скорости сканирования ограничено скоростью перестройки синтезаторов частоты; для систем DSSS повышение скорости кодовой последовательности приводит к существенному увеличению ошибок тактовой синхронизации в приемнике. Дальнейшее увеличение ширины полосы частот расширенного сигнала осуществляется с использованием сверхширокополосных сигналов. В этом случае передаваемый сигнал представляет последовательность одиночных симметричных импульсов короткой длительности. При большой скважности функциональная зависимость спектральной плотности мощности сигнала от частоты для периодической последовательности импульсов близка к спектральной плотности мощности одиночного импульса. В качестве импульсов ис-

а)

Li!

11

Г

Преселектор г

ФНЧ Интегратор АЦП

fo

а7)

Преобразователь частоты

Аналоговая часть

Ьч» ФНЧ

Интегратор

АЦП

Цифровая часть

б)

Рис. 1. Приемник сверхширокополосных сигналов: а - упрощенная структурная схема приемника; б - огибающие опорного и принимаемого импульсов

при подоптимальном приеме

пользуются гауссовы импульсы или импульсы с огибающей, соответствующей первой или второй производным по времени от функции огибающей гауссова импульса [2].

Большинство приемников UWB систем строятся по гомодинной схеме [4]. В гомодинном приемнике принимаемый сигнал переносится на нулевую промежуточную частоту, благодаря чему из структуры приемника исключаются высокоизбирательные полосовые фильтры. Частотная избирательность в гомодинном приемнике осуществляется фильтром нижних частот (ФНЧ), реализация которого ориентирована на металл-оксид-полупроводниковую (МОП) технологию. Преимущество гомодинных приемников - отсутствие паразитных зеркального канала приема и канала приема на промежуточной частоте.

На рис. 1 а изображена упрощенная структурная схема квадратурного гомодинного приемника UWB системы стандарта 802.15.4а [3]. В UWB системах используются как ортогональные, так и противоположные сигналы. Рассмотрим далее приемник противоположных сигналов с двухпо-зиционной фазовой манипуляцией, преимуществом которых является энергетический выигрыш 3 дБ при фиксированной вероятности ошибочного приема по сравнению с ортогональными сигналами. Это дает возможность реализовать под-оптимальный прием. В частности, при приеме импульсов (?), соответствующих второй производной от гауссова импульса, в качестве опорного сигнала м> (?) достаточно использовать радиоимпульс, длительность которого равна длительности принимаемых импульсов (?). Высокочастотное заполнение радиоимпульса выбирается с частотой /0, равной центральной частоте спектра принимаемого импульса (рис. 1 б)

[5, 6]. Оценки, приведенные в [5], показывают, что при фиксированной вероятности ошибочного приема при подоптимальном приеме требуется всего на 0,1 нДж большее значение энергии на бит по сравнению с оптимальным приемом. При этом по сравнению с оптимальным приемом для подоптимального существенно уменьшается уровень мощности, потребляемой аналоговой частью приемника.

Реализация блока генераторов

Для формирования опорного колебания гетеродина в диапазоне изменения несущих частот входного сигнала используется блок ГУН, который формирует сетку опорных частот. Диапазоны изменения частот ГУН соответствуют стандарту IEEE 802.15.4a, согласно которому опорное колебание перестраивается с шагом 0,5 ГГц в диапазонах частот 3,5-4,5 ГГц и 6,5-10,0 ГГц. Перекрытие полного диапазона частот осуществляется тремя ГУН. Каждый ГУН обеспечивает как дискретную перестройку с шагом 0,5 ГГц для формирования сетки частот, так и точную подстройку частоты. Наибольшее распространение получили балансные структуры ГУН на основе индуктивных трехточечных схем [7] (рис. 2). В ГУН поддиапазона 3,1-5,0 ГГц дискретная перестройка реализуется с помощью подключаемых ключами конденсаторов C\, C2. Ключи управляются напряжением U .

В данной работе использована простейшая схема ключей на одном МОП-транзисторе как обеспечивающая малое сопротивление ключа и минимум вносимых паразитных емкостей в колебательный контур ГУН. Точная подстройка частоты ГУН реализуется с помощью варикапов Д, D2, управляемых напряжением U 2 (рис. 2 а).

а)

-пит

и.

вых о

С-," "С2;

Перестраиваемая емкость

б)

и

упр

о

'1

ч

Т4 Ь

с4

Рис. 2. Балансная трехточечная схема ГУН: а - структурная схема ГУН; б - схема формирования перестраиваемой емкости на основе паразитных емкостей МОП-транзисторов; в - эквивалентная схема цепи перестройки рис. б по высокой частоте

В ГУН поддиапазонов 6,0-10,6 ГГц перестройка и подстройка частоты ГУН реализуются на основе изменяемых напряжением и пара-

г упр г

зитных емкостей МОП-транзисторов Т3, Т4 с закороченным стоком и истоком (рис. 2 б). Эквивалентное представление данной структуры по высокой частоте изображено на рис. 2 в. Основной вклад в изменение частоты ГУН вносят емкости С1, С2 между подложкой и истоком, подложкой и стоком.

Расчет ГУН основан на представлении структурной схемы генератора в виде небалансного усилителя с крутизной gm, охваченного петлей положительной обратной связи. При разомкнутой петле обратной связи усилитель обладает коэффициентом передачи по напряжению К. Тогда, если коэффициент передачи по петле обратной связи равен В, то самовозбуждение генератора на основной частоте произойдет при выполнении амплитудных и фазовых условий:

В1 • К = 1, (1)

ФВ + фК = 2п • п, п = 0, 1, ...,

(2)

где фВ = агС:ап

1т( В)

, 1т( К) . , фк = агСап I —^ I. (3)

чИе( В)) к ^ Ие( К )у

С учетом того, что В, К и проводимости ^, входящие в контур ГУН, являются функциями

от частоты / в системе уравнений (1) и (2) в общем случае число неизвестных величин У1^т,/0 оказывается больше числа уравнений, т. е. для решения этой системы уравнений необходимо задать часть неизвестных величин. Если задать частоту генерации /0 и один из элементов контура, то можно рассчитать крутизну усилителя gm (например, для транзисторов Т1, Т2 на рис. 2 а) и значения остальных элементов контура . В начальный момент времени для обеспечения надежного запуска ГУН значение крутизны должно быть в два-три раза больше gm . Расчет схемы ГУН целесообразно проводить с использованием программных средств, т. к. в общем случае параметры ^ являются комплексными и решение уравнений (1) и (2) в символьном виде затруднено [7].

Предлагается следующий алгоритм расчета ГУН, показанного на рис. 2, без учета паразитных параметров.

1. Задается величина индуктивностей контура ГУН Ь1 = Ь2 = Ь, выбираются минимальные геометрические размеры индуктивностей, обеспечивающие максимальную добротность индуктивности QL. Определяется величина потерь в индуктивности ЯЬ:

2п /0 Ь

=

QL

(4)

Далее ЯЬ используется в качестве нагрузочного сопротивления ГУН.

2. Определяются значения емкостей варикапов Д, Д контура ГУН на верхней частоте диапазона перестройки и крутизна транзисторов Т и Т2 gm . Для этого решается уравнение (1) относительно рабочих емкостей контура С и крутизны транзисторов gm . В результате численного решения формируются результаты в виде множеств значений С и gm . Откуда выбираются вещественное значение С и положительное значение gm . Аналогично определяются значения емкостей конденсаторов контура ГУН на нижней частоте диапазона перестройки.

3. Определяются геометрические размеры (ширина канала Ж и длина канала Ь) МОП транзисторов Т1 и Т2 при заданных параметрах технологии согласно выражению для крутизны транзистора gm в режиме насыщения:

8т ~ М"эффО)Х . (t/зИ UQ)

(5)

где цэфф - эффективная подвижность носителей; СОХ - удельная емкость слоя диэлектрика; и -напряжение между затвором и истоком; ио - напряжение отпирания.

4. Проводится моделирование для проверки рассчитанной схемы ГУН.

Отметим, что паразитные емкости МОП транзисторов и паразитные параметры микроэлектронных индуктивностей оказывают существенное влияние на частоту и амплитуду генерации и диапазон перестройки ГУН. Следовательно, в расчет, проведенный при идеальных параметрах, необходимо вносить поправки. Поправки вносятся при компьютерном моделировании схемы ГУН, поскольку число паразитных элементов велико и их одновременный учет в предварительном расчете является невозможным. В общем случае для расчета схемы ГУН с учетом паразитных эффектов необходимо использовать эквивалентные схемы замещения МОП транзисторов и планарных ин-дуктивностей.

Согласно приведенной методике проведен расчет ГУН блока преобразователей частоты. В зависимости от частотного поддиапазона ГУН крутизна gm транзисторов Т Т2 составила от 5 мСм до 10 мСм при ширине канала транзисторов от 35 мкм до 55 мкм и длине канала транзисторов 0,18 мкм, номиналы индуктивностей Ь1, Ь2- от 594 пГн до 1,52 нГн. Номиналы конденсаторов

Cj, C2 ГУН поддиапазона 3,1-5,0 ГГц составили от 340 фФ до 790 фФ. Номиналы емкостей варикапов D1, D2 составили 400 фФ. Для ГУН поддиапазонов 6,0-10,6 ГГц ширины транзисторов Т3, Т4 составили от 204 мкм до 420 мкм при длине канала транзисторов 0,18 мкм, что определяет эквивалентную емкость контура ГУН от 600 фФ до 850 фФ при среднем значении U = 0,9 В.

Проведено схемотехническое моделирование ГУН, разработанных на основе 0,18 мкм МОП технологии компании UMC, в среде Virtuoso, Cadence Design Systems. Амплитуда выходного колебания ГУН составила от 400 мВ до 900 мВ. Диапазоны перестройки ГУН составили 3,37-4,59 ГГц, 6,33-8,40 ГГц и 7,87-10,23 ГГц. В зависимости от поддиапазона частот уровень потребляемой мощности ГУН составил от 5 мВт до 9,5 мВт при напряжении питания 1,8 В. Приведенные параметры не уступают параметрам известных ГУН аналогичного назначения [8].

Реализация смесителя

В современных системах связи наибольшее распространение получили смесители по схеме Гильберта. Основное достоинство схемы Гильберта - высокий уровень развязки между всеми входами смесителя, что определяется двойной балансной структурой схемы. Схема смесителя на МОП транзисторах представлена на рис. 3 а. При расчете по постоянному току предполагается, что транзисторы Т Т Т Т8 работают в режиме насыщения, а транзисторы Т1, Т2, Т4, Т5 переключаются из открытого состояния в режим отсечки.

Расчет смесителя проведен по методике, изложенной в [9], при токе источника питания I07 = 5 мА, значении постоянной составляющей разности (U3H - UQ ) равной 250 мВ и минимальной длине транзисторов L = 0,18 мкм. Выбор данного значения I07 обусловлен тем, что при меньшем значении расчет приводил к физически нереализуемым значениям ширины транзисторов. Результаты расчета представлены в таблице.

Согласно таблице, постоянные уровни сигналов гетеродина UT и входного сигнала UC выбраны 1,1 В и 1,4 В соответственно, поскольку при данных значениях наблюдается максимальный коэффициент передачи смесителя KCM. Номинал сопротивления нагрузки RH выбран равным максимально допустимому значению 380 Ом. При данном значении RH неравномерность за-

а)

-пит

о

101

+

!02

Т2 Т4

—Г~

1^03

и;

1107

б)

1^04

_о ^вых

Т5

1об

-пит

б ?

ЙЦ

о

Яп

Те

1108

3,0 4,0 5,0 6,0 7,0 8,0 9,0 10,0

/с, ГГц

Рис. 3. Смеситель, построенный по схеме Гильберта:

а - схема смесителя; б - характеристика перестройки смесителя

Результаты расчета смесителя

Ширина транзисторов Т Т Т Т5 25 мкм

Ширина транзисторов Т3, Т6 50 мкм

Ширина транзисторов Т7, Т8 100 мкм

Напряжение питания Е г пит 1,8 В

Ток источника питания I 5 мА

Максимальное напряжение на затворе Т3, Т6 2,125 В

Минимальное напряжение на затворе Т Т6 1,1 В

Минимальное напряжение на затворе Т1, Т Т Т5 1,4 В

Максимальное напряжение на затворе Т1, Т2, Т4, Т5 1,825 В

Минимальная амплитуда сигнала гетеродина 352,5 мВ

Сопротивление нагрузки Яя <380 Ом

висимости коэффициента передачи от частоты в пределах каждого канала стандарта 802.15.4а составляет менее 3 дБ.

Проведено схемотехническое моделирование смесителя, разработанного на основе 0,18 мкм МОП технологии компании иМС,

в среде Virtuoso, Cadence Design Systems. Построена частотная зависимость коэффициента передачи смесителя KCM в диапазоне частот 3,1-10,6 ГГц при промежуточной частоте 50 МГц, представленная на рис. 3 б. Коэффициент передачи смесителя в диапазоне частот 3,1-5 ГГц составил от 6 дБ до 4 дБ. В диапазоне частот 6-10,6 ГГц коэффициент передачи составил от 3 дБ до 1 дБ. Уровень потребляемой смесителем мощности составил 9 мВт. Приведенные параметры не уступают параметрам известных смесителей аналогичного назначения [10, 11].

Периферийные устройства микросхем

Для работы микросхем ГУН и смесителя со стандартным кабелем по всем высокочастотным входам и выходам в схему необходимо ввести цепи согласования на волновое сопротивление 50 Ом. На рис. 4 а представлены входные согласующие цепи смесителя. На рис. 4 б показаны выходные согласующие цепи ГУН и смесителя. На все выводы микросхемы необходимо установить цепи защиты от статического электричества, которые строятся на основе МОП транзисторов в диодном включении (рис. 4 в). Данная схема обеспечивает минимум паразитных параметров, вносимых в кристалл и влияющих на согласование по высокочастотным входам и выходам, и занимает малую площадь на кристалле. Проведенное моделирование на основе так называемой модели тела человека подтвердило правильность работы схем защиты. Во всем диапазоне частот работы микросхем по всем высокочастотным входам и

выходам достигнуты уровни коэффициентов отражения 511 менее -10 дБ.

Для развязки шин постоянного тока по переменному сигналу в схему вводятся дополнительные цепи защиты на емкостях, которые формируют закороченные МОП транзисторы (рис. 4 г) [11].

Разработаны компоновки кристаллов микросхем смесителя и блока ГУН, входящих в состав преобразователя частоты приемника сверхширокополосных сигналов диапазонов частот 3,1-5 ГГц и 6-10,6 ГГц стандарта 802.15.4а. Компьютерное моделирование компоновок кристаллов с учетом экстракции паразитных параметров соответствует результатам моделирования схем на транзисторном уровне. При реализации кристаллов на основе МОП технологии компании иМС с минимальным разрешением 0,18 мкм площадь кристалла каждого ГУН составила не более 0,56 кв. мм. Площадь кристалла смесителя составила 0,945 кв. мм. По реализованным характеристикам представленные схемы не уступают известным аналогам или превосходят их. Так, для ГУН диапазона частот 6,0-10,6 ГГц по сравнению со схемой, описанной в работе [8], достигнуто увеличение полосы перестройки на 1,72 ГГц при уменьшении потребляемого тока на 40 %. Для смесителя при сходных размерах кристалла на нижней частоте рабочего диапазона 3,1 ГГц достигнут выигрыш по коэффициенту передачи в 20 % [10].

Работа выполнена в рамках ФЦП «Научные и научно-педагогические кадры инновационной России» на 2009-2013 гг.

а)

б)

-пит

о

О

ивх о—

УвЫХ —о

о

^ех о—

U

упр о-

-пит

о

^вых —о

-пит

о

ZX

ивх о—

■'вых —о

Л

-пит

о

ивх

г)

ивых Uex

"X

9

Рис. 4. Периферийные устройства микросхем: а - входной согласующий блок смесителя; б - выходной согласующий блок смесителя и генератора; в - схема защиты от статического электричества; г - схема развязки шин постоянного тока по переменному сигналу

список литературы

1. Скляр, Б. Цифровая связь. Теоретические основы [Текст] / Б. Скляр. -Изд-во «Вильямс», 2004. -1099 с.

2. Yang, L. Ultra-wideband communications: an idea whose time has come [Текст] / L. Yang, G.B. Giannakis // IEEE Signal Proc. Magazine. -Nov. 2004. -Vol. 21. -№ 6. -P. 26-54.

3. De Nardis, L. Overview of the IEEE 802.15.4/4a standards for low data rate Wireless Personal Data Networks [Текст] / L. De Nardis, M-G. Di Benedetto // Proc. WPNC-2007. -P. 285-289.

4. Коротков, А.С. Интегральные (микроэлектронные) радиоприемные устройства систем связи -обзор [Текст] / А.С. Коротков // Микроэлектроника. -2006. -Т. 35. -№ 4. -С. 285-305.

5. Verhelst, M. Analog Circuit Design (RF Circuits Wide band, Front-Ends, DAC's, Design Methodology and Verification for RF and Mixed-Signal Systems, Low Power and Low Voltage) [Текст] / M. Verhelst [et al.]. -Springer, 2006. -P. 303-329.

6. Verhelst, M. W. System design of an ultra-low

power, low data rate, pulsed UWB receiver in the 0-960 MHz band [Текст] / M. Verhelst, W. Dahaene // Proc. ICC. -2005. -P. 2812-2817.

7. Коротков, А.С. Устройства приема и обработки сигналов. Микроэлектронные высокочастотные устройства радиоприемников систем связи [Текст] / А.С. Коротков. -Изд-во Политехн. ун-та, 2010. -223 с.

8. Ju The, Yen. A 0,18um CMOS 8GHz Quadrature VCO for UWB Application [Текст] / Yen Ju The [et al.] // Proc. ICUWB. -Sep. 2007. -P. 636-640.

9. Коротков, А.С. Двойной балансный смеситель на МОП транзисторах [Текст] / А.С. Коротков // Микроэлектроника. -2011. -Т. 40. -№ 2. -С. 140-153.

10. Delong , Fu A 0.18um CMOS high linearity flat conversion gain down conversion mixer for UWB receiver [Текст] / Fu Delong [et al.] // Proc. ICSICT. -2008. -P. 1492-1495.

11. Mohamed, El-Nozahi. A CMOS Low-Noise Amplifier With Reconfigurable Input Matching Network [Текст] / El-Nozahi Mohamed // IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques. -2009. -Vol. 57.-№ 5.

УДК 538.975;621.382.13;535

Б.А. Лапшин, В.А. Петраков синтез корректоров на основе

волоконно-оптических многослойных решеток

Волоконно-оптические усилители (ВОУ) используются в линейном тракте волоконно-оптических систем передачи со спектральным разделением каналов (ВОСП-СР) для увеличения дальности связи в пределах оптической транспортной сети связи [4, 5].

Эрбиевые усилители работают в диапазоне длин волн 1528^1565 нм, что соответствует частотному диапазону 192-196 ТГц. Практически все ВОУ в нижней части частотного диапазона имеют подъем усиления порядка 6 дБ на длине усилительного участка линейного тракта. Поэтому основная задача корректирования - снижение этого подъема с помощью корректора амплитудных искажений (КАИ) до величины 55" - допустимой неравномерности частотной характеристики усиления в заданном диапазоне частот.

В настоящей статье исследуются частотные характеристики затухания КАИ, построенные

в виде цепочки локальных звеньев оптических многослойных решеток (ОМСР), и рассматриваются методы их расчета на основе строгих методов теории электрических цепей [2] и общей теории электрических фильтров с распределенными параметрами [1] с учетом особенностей распространения оптического сигнала в оптическом волокне, в тонких прозрачных пленках и других оптических средах.

ОМСР - новое направление в создании КАИ на основе оптических многослойных фильтров (ОМСФ). Совпадая по топологии с ОМСФ, оптические многослойные решетки отличаются от них следующими признаками.

Во-первых, показатели преломления соседних слоев решетки отличаются друг от друга на очень малую величину, так что их разность п2 - п1 = Ап = (10-5 ..10-4)п1, тогда как в фильтрах Ап = (0,5..1)п1.