CC BY
73
Электроника, технологии производства материалов электронной техники
УДК 621.396
А.С. Короткое, Д.В. Морозов
наноэлектроника - основа компонентной базы современной радиотехники
Прошло сорок пять лет с момента опубликования Г. Муром статьи, в которой автор сформулировал закон изменения плотности упаковки элементов на кристалле в зависимости от времени: число транзисторов на кристалле микросхемы удваивается каждый год, точнее - примерно каждые два года [1, 2]. В 1965 г. минимально разрешимые технологические размеры транзисторов составляли единицы микрон. На сегодняшний день лидирующие компании-производители полупроводниковых изделий обеспечивают разрешение до 35 нм и проводят исследования по разработке технологий с разрешением до 22 нм. Таким образом, за прошедшие почти полвека достигнутые результаты в области физики и технологии полупроводников не только подтвердили справедливость предположения, сделанного Г. Муром, но и определили переход от микро- к наноэлектронике. В условиях открытого рынка развитие отечественной наноэлектронной компонентной базы представляет проблему, решение которой во многом формирует состояние дел в области радиотехнических, телекоммуникационных, навигационных, вычислительных систем. Следует отметить, что по-прежнему доминирующим типом технологии производства цифровых и аналого-цифровых устройств наноэлектрони-ки является «комплементарная металл-оксид-полупроводник» (КМОП) технология на основе кремниевых кристаллов. Именно поэтому особое внимание в настоящей статье уделяется реализациям по КМОП-технологии.
В целом, в публикации обобщаются результаты многолетней научно-исследовательской и практической работы авторов по разработке на-ноэлектронной компонентной базы, преимущественно для устройств радиосвязи. В первой гла-
ве приводятся краткие сведения о современных устройствах радиосвязи, во второй рассматриваются вопросы построения высокочастотных аналоговых устройств, в третьей - низкочастотных аналоговых устройств. Четвертая глава посвящена реализациям аналого-цифровых преобразователей. В заключении приведены основные выводы.
1. Принципы построения интегральных приемников систем радиосвязи
Доминирующим типом архитектуры интегральных приемников систем радиосвязи, например, GSM, WLAN, DECT, Bluetooth, является так называемая гомодинная схема приемника с однократным преобразованием входного сигнала в область низких частот, в пределе - на постоянный ток. В совокупности с квадратурной обработкой такой подход решает одну из ключевых проблем, связанную с обеспечением селективности приемника на промежуточной частоте: позволяет осуществить выделение полосы частот модуляции с помощью интегрального фильтра нижних частот (ФНЧ), в отличие от традиционной архитектуры супергетеродинных приемников с двойным преобразованием, в которых выделение рабочей полосы частот в тракте промежуточных частот осуществляется полосовым фильтром (ПФ). Реализация сравнительно высокочастотного ПФ с высокой избирательностью в интегральном исполнении до сих пор представляет известную проблему, вследствие чего ПФ выполняется в виде отдельного компонента, например, на основе резонатора на поверхностных акустических волнах, и не может быть включен в состав микросхемы. Таким образом, применение нетрадиционных структур радиоприемников исключает дорогостоящие и крупногабаритные ПФ и позволяет приблизиться
4
Рис. 1. Структурная схема гомодинного приемника
к реализации концепции «система на кристалле». Современные системы радиосвязи, как правило, интегрируют на кристалле как аналоговую, так и цифровую части, которые реализуются в виде полностью заказной микросхемы. Упрощенная структурная схема гомодинного приемника показана на рис. 1 и включает: сопряженную с антенной входную цепь (ВЦ), малошумящий усилитель (МШУ), смесители (СМ), гетеродин в виде генератора, управляемого напряжением (ГУН), низкочастотные усилители (У) с регулируемым усилением, ограничивающие канальные ФНЧ, аналого-цифровые преобразователи, блок цифровой обработки система (ЦОС) [3].
При разработке многофункционального приемника для поддержки стандартов с различными параметрами, приемник должен обладать высоким уровнем универсальности. Другими словами, на кристалле должны интегрироваться блоки многофункционального типа, обеспечивающие прием и обработку сигналов, по возможности, большего числа стандартов [4]. Таким образом, при любом варианте построения приемника кроме цифрового блока выделяются: высокочастотная аналоговая часть, низкочастотная аналоговая часть, аналого-цифровая часть - АЦП. Рассмотрим далее особенности построения перечисленных частей схемы.
2. Интегральные высокочастотные аналоговые устройства
Малошумящий усилитель. Первым каскадом приемного устройства, в значительной степени определяющим характеристики приемника в целом, является МШУ. Главное назначение
МШУ - увеличение отношения сигнал/шум и согласование приемного тракта с входной цепью. При разработке МШУ необходимо обеспечить низкий коэффициент шума, высокий коэффициент усиления, устойчивость, требуемую линейность и добиться согласования входного импеданса усилителя с импедансом источника сигнала, как правило, равным волновому сопротивлению тракта 50 Ом [5, 6]. Малошумящие усилители классифицируют на два основных класса: узкополосные -с полосами до 10-15 % от средней частоты полосы пропускания и широкополосные - с полосами более 20 %. Наиболее перспективная схема узкополосного усилителя - структура с включением транзистора с общим истоком и отрицательной индуктивной последовательной обратной связью по току. Данная структура позволяет реали-зовывать высокий коэффициент усиления (более 15 дБ) при низком коэффициенте шума (1-3 дБ) и малой потребляемой мощности (порядка 10 мВт) благодаря одновременному согласованию по шумам и по мощности. Подобная схема применяется в устройствах WLAN, GPS, GSM на частотах 2,4/5,2 ГГц, 1,5 ГГц, 0,9/1,8 ГГц соответственно.
Отметим, что в МОП-транзисторах с длиной канала менее 0,8 мкм рабочая точка приближается к напряжению отпирания, что приводит к эффектам, связанным с появлением диффузионной составляющей тока стока. В этой связи разработана методика параметрического синтеза с использованием процедур численной оптимизации и реализован МШУ с учетом паразитных составляющих МОП-транзисторов и диффузионной составляющей тока стока с рабочей частотой
Рис. 2. Схема и микрофотография малошумящего усилителя
2,4 ГГц по КМОП-технологии компании UMC с разрешением 180 нм. Проведено моделирование усилителя с учетом паразитных элементов компоновки кристалла с использованием программной платформы Cadence Design Systems (Virtuoso). Изготовлена микросхема МШУ по программе EUROPRACTICE. При этом получены следующие результаты: параметры |^21| и ^J составили 22 дБ и -30 дБ соответственно при коэффициенте шума 2,9 дБ при потребляемой мощности 4 мВт [7]. Схема и микрофотография усилителя представлены на рис. 2. Площадь, занимаемая усилителем на кристалле, составила 1x1,5 кв. мм. Следует отметить включение в состав интегральной схемы планарных спиральных индуктивностей. Разработанный усилитель обеспечивает в два раза меньшую потребляемую мощность по сравнению с аналогичными реализациями.
Смеситель. Смеситель (преобразователь частоты) осуществляет преобразование высокочастотного входного сигнала в низкочастотный сигнал промежуточной частоты. В самом общем случае смесители классифицируются на две группы: диодные и транзисторные. Диодные отличаются малыми габаритными размерами и низким уровнем собственных шумов. Основное преимущество транзисторных - возможность не только преобразования, но и усиления сигналов.
В современных системах наибольшее распространение получили смесители на МОП-транзисторах по схеме Б. Гильберта. Главное достоинство схемы Б. Гильберта - высокий уровень развязки (до -60...-80 дБ) между всеми входами смесителя, что определяется двойной балансной
структурой схемы. Разработана схема смесителя на диапазон частот до 1,5-2,0 ГГц при использовании параметров КМОП-технологии компании иМС с разрешением 350 нм. Схема смесителя и компоновка кристалла интегральной схемы приведены на рис. 3. При потребляемом токе 1 мА и напряжении питания 2,5 В смеситель обеспечивает коэффициент передачи не менее 21 дБ при уровне третьей гармоники и -80...-60 дБ, амплитуде входного сигнала до 20 мВ и уровне
собственных шумов лГ в полосе рабочих
частот до 2 ГГц. Уровень развязки составляет от -40 дБ и более в зависимости от технологического разброса параметров транзисторов [8].
Генератор, управляемый напряжением. Гетеродин (формирователь опорного колебания) радиоприемника строится на основе синтезатора частот. Основным блоком синтезатора является автогенератор или, точнее, ГУН. К основным характеристикам ГУН относят: диапазон рабочих частот, диапазон перестройки по частоте, уровень фазовых шумов. Наиболее широкое распространение в системах радиосвязи получили ГУН по так называемой трехточечной схеме LC-автогенераторов в дифференциальном включении на элементной базе МОП-технологии (рис. 4).
Разработан ГУН с частотой колебания 2,5 ГГц при использовании параметров КМОП-техно-логии компании иМС с разрешением 350 нм. Значения планарных индуктивностей составили 3,5 нГн при добротности 10. При питании +2,5 В ток, потребляемый схемой, составил 1,4 мА, амплитуда колебаний 400 мВ при уровне третьей гармоники менее 0,5 мВ. При отстройке от несущей
Рис. 3. Схема смесителя и компоновка кристалла интегральной схемы
100 кГц уровень фазовых шумов автогенератора составил -100 дБ/Гц, что соответствует спецификации стандарта WLAN. Разработанная схема предназначена для использования в составе петли фазовой автоподстройки по частоте (ФАПЧ) синтезатора частот формирователя опорного колебания. Синтезаторы частот на основе системы ФАПЧ классифицируются на две основные группы: с целочисленным коэффициентом деления и дробным коэффициентом деления частоты [9]. Несмотря на широкое применение синтезаторов первой группы на практике, имеются определенные недостатки, к которым относятся:
1) ограниченное разрешение по частоте перестройки, определяемое низкой частотой сравне-
ния при высоком коэффициенте деления;
2) из-за низкой частоты сравнения полоса пропускания ФНЧ в петле ФАПЧ должна быть узкой. Как следствие, время установления системы ФАПЧ велико, что критично для получивших широкое распространение систем, в частности, мобильных, со скачкообразным изменением частоты;
3) из-за высокого коэффициента деления возрастает уровень фазовых шумов, пропорциональный коэффициенту деления в области малых отстроек по частоте.
В синтезаторах второй группы с дробным коэффициентом деления достигается высокое разрешение при высокой частоте сравнения, что является серьезным преимуществом. Наиболее
Рис. 4. Индуктивная и емкостная эквивалентные схемы трехточечного автогенератора по переменному току при балансном включении
эффективны синтезаторы с дробным коэффициентом деления, которые строятся с использованием дельта-сигма модуляторов.
3. Интегральные низкочастотные аналоговые устройства
Фильтры. В современных системах не используются ставшие уже классическими гибридные микросхемы ARC-фильтров, вытесненные схемами, ориентированными на изготовление по КМОП-технологии: фильтрами на переключаемых конденсаторах ^С-фильтрами) и фильтрами на основе транскондуктивных усилителей (От-С фильтрами) [10]. SC-фильтры, в основном, применяются в диапазоне частот до сотен кГц, поскольку возможности расширения рабочих частот ограничены скоростными и частотными свойствами операционных усилителей (ОУ). Построение SC-схемы в диапазоне более 100 кГц требует применения ОУ с площадью усиления не менее 5-7 МГц. В общем случае могут быть разработаны КМОП-усилители не только с подобными, но и с лучшими характеристиками. Однако потребляемая мощность, площадь на кристалле, а, следовательно, и стоимость широкополосных ОУ существенно возрастают. В этой связи на частотах от единиц МГц и выше нашли применение Gm-C фильтры. Реализация транскондуктивных усилителей (ТУ) не требует введения в схему специальных корректирующих конденсаторов, искусственно ограничивающих полосу усиления, поскольку отсутствует необходимость в получении высокого коэффициента усиления по напряжению. Но принципиально включение в состав фильтра специальной системы автоподстройки, корректирующей постоянные времени фильтра. К функциям,
выполняемым фильтрами в системах проводной и мобильной связи, относятся: ограничение полосы частот; выделение основного канала частот; коррекция импульсного сигнала; селекция тонального сигнала и поднесущих частот. При этом наиболее практически значимыми типами фильтров являются ФНЧ и ПФ. Особенность — высокие требования к точности частотных характеристик фильтров: возможные изменения параметров, как правило, не должны превышать единиц процентов от расчетных значений.
Разработаны различные типы канальных фильтров для приемных устройств систем связи на переключаемых конденсаторах и транс-кондуктивных усилителях [10-13]. В качестве примера на рис. 5 приведены микрофотографии SC-фильтра и Gm-C фильтра пятого порядка с частотой среза 1 МГц. Фильтры реализованы по КМОП-технологии с разрешением 350 нм. Потребляемая мощность составляет порядка 10-11 мВт, уровень третьей гармоники —54 дБ при амплитуде входного сигнала на частоте среза 1 В.
Усилители. Низкочастотные усилители, как правило, разрабатываются на основе ТУ с регулировкой параметра передаточной проводимости Gm, которая определяется как отношение выходного тока схемы к входному напряжению. Транскондуктивный усилитель представляет источник тока, управляемый напряжением. Основная задача, которая решается при создании ТУ -уменьшение уровня нелинейных искажений при малой потребляемой мощности [14-16]. Разработан ряд схем ТУ, одна из которых приведена на рис. 6.
Усилитель обладает балансным входом (in+, in—) и балансным выходом (out+, out—). Вход с
Рис. 5. Микрофотографии интегральных схем канальных ФНЧ
Рис. 6. Схема транскондуктивного усилителя
обозначением У.пСМ служит для подачи напряжения смещения. Автоподстройка передаточной проводимости осуществляется изменением напряжения V Усилитель состоит из двух основных частей и представляет собой параллельное соединение двух ТУ. Первая часть соответствует ТУ на транзисторах М1-М4. Входные транзисторы М1 и М2 работают в режиме насыщения, а транзисторы М3 и М4 — в триодном (линейном) режиме. При этом третья гармоника выходного тока такого ТУ имеет отрицательный знак. Вторая часть схемы представляет собой ТУ на транзисторах М5-М8. Причем входные транзисторы М5 и М6 работают в триодном режиме, а транзисторы М3 и М4 — в режиме насыщения. Третья гармоника выходного тока при этом включении транзисторов является положительной. Параллельное соединение описанных схем ТУ в силу различия знаков третьей гармоники выходного тока приводит к компенсации гармоники и, следовательно, к уменьшению уровня нелинейных искажений в усилителе. Режим ТУ по постоянному току обеспечивается токовым зеркалом на транзисторах М15-М20. Транзисторы М9-М14 выполняют функцию обратной связи по синфазной составляющей входного сигнала и обеспечивают опорный ток для токового зеркала. Транзисторы М9, М10 и М14 работают в режиме насыщения, а М11-М13 - в триодном режиме. Усилитель выполнен по КМОП-технологии
с разрешением 350 нм и обеспечивает при одно-полярном питании VDD = +2,5 В следующие параметры: номинальную передаточную проводимость Gm = 68 мкА/В при напряжении смещения V .СМ = 1,25 В и номинальном напряжении автоподстройки VC = 1,5 В. Оценка уровня шумов ТУ показывает, что спектральная плотность средней мощности шума, приведенная ко входу усилителя, составляет менее 1 мкВ2/Гц. Уровень третьей гармоники не превышает —52 дБ при амплитуде входного сигнала 0,5 В на частоте 1 МГц.
4. Аналого-цифровые преобразователи
В приемниках систем связи широкое применение находят АЦП следящего типа на основе дельта-сигма модуляторов. АЦП данного типа обладают низкой потребляемой мощностью при высоком разрешении, которое в зависимости от диапазона рабочих частот может составлять от восьми до шестнадцати разрядов. В основу работы дельта-сигма АЦП заложен принцип дельта модуляции, который представляет метод тактируемого следящего преобразования непрерывного сигнала в последовательность импульсов с напряжением высокого и низкого уровней, отображающих в моменты тактирования знак приращения преобразуемого сигнала относительно предыдущего значения. Для обработки сигнала, обладающего равномерным спектром или содержащего посто-
янную составляющую, используют дельта-сигма модулятор [17-19]. Поскольку дельта-сигма модулятор осуществляет преобразование входного сигнала с частотой, существенно превышающей частоту Найквиста, то в дельта-сигма АЦП присутствует «передискретизация», что требует использования децимирующего фильтра на выходе модулятора. Свойства дельта-сигма АЦП главным образом определяются характеристиками дельта-сигма модулятора, т. к. преобразование аналогового сигнала в цифровой вид осуществляется именно в модуляторе, а децимирующий фильтр осуществляет понижение частоты следования импульсов выходного сигнала модулятора и преобразование последовательного кода в параллельный.
Разработаны схемы дельта-сигма модуляторов и децимирующих фильтров. Микросхема дельта-сигма модулятора реализована по КМОП-технологии компании UMC с разрешением 180 нм по программе EUROPRACTICE. Микрофотография кристалла показана на рис. 7. По результатам эксперимента динамический диапазон модулятора составил 56 дБ, что обеспечивает АЦП разрешающую способность 9 двоичных разрядов при тактовой частоте 50 МГц. Потребляемая мощность микросхемы составляет 33 мВт. Простейший децимирующий фильтр представляет последовательное соединение ФНЧ и деци-матора. При этом тактовая частота ФНЧ равна тактовой частоте модулятора. Высокая тактовая частота фильтра приводит к росту потребляемой
мощности. Для снижения потребляемой мощности предлагается пошаговая децимация [20]. На первом шаге используется относительно простой фильтр, который обеспечивает заданное подавление только на определенных интервалах частот и осуществляется децимация на промежуточную частоту дискретизации. На втором шаге осуществляется подавление до требуемого уровня и децимация до заданного значения частоты дискретизации. Применение пошаговой децимации позволяет уменьшить потребляемую мощность, поскольку на высокой тактовой частоте работает фильтр низкого порядка, а тактовая частота второго фильтра существенно ниже. Разработан децимирующий фильтр по параметрам КМОП-технологии компании UMC с разрешением 180 нм. Полоса пропускания фильтра составила 1 МГц, подавление - более 60 дБ. Динамический диапазон фильтра составил 58 дБ, что соответствует динамическому диапазону АЦП с разрешением 10 разрядов. Проведенные оценки показали, что потребляемая фильтром мощность составляет 4 мВт.
Наноэлектронная компонентная база является одной из приоритетных составляющих высокотехнологичной модели развития отечественной экономики, поскольку представляет основу развития практически всех областей электроники. Достижимые параметры радиотехнических, телекоммуникационных, навигационных, вычисли-
игаям
шттттт
ШШНЙв
Рис. 7. Микрофотография интегральной схемы дельта-сигма модулятора АЦП
тельных систем определяются характеристиками компонентной базы. Решение проблемы импорто-замещения зависит не только от технологической базы отечественной промышленности, но и, во многом, от качественного уровня схемотехники разрабатываемых компонентов. Рассмотренные в статье решения по совокупности характеристик не уступают зарубежным аналогам. При этом, в целом, интегральные схемы ориентированы
на применение в системах беспроводной связи (радиоприемных устройствах) и, как следствие, отличаются малой потребляемой мощностью. Представленные устройства наноэлектронной компонентной базы также могут использоваться при построении систем иных типов, причем без принципиальной переработки.
Работа выполнена в рамках реализации ФЦП «Научные и научно-педагогические кадры инновационной России» на 2009-2013 гг.
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1. Moore, G.E. Cramming more components onto integrated circuits [Текст]Ю.Е. Moore//Electronics. -Apr. 19, 1965.-P. 114-117.
2. The technical impact of Moore's law [Текст]/ IEEE Solid-States Circuits Society Newsletter.-Sept, 2006.-Vol.20.
3. Коротков, А.С. Интегральные (микроэлектронные) радиоприемные устройства систем связи - обзор [Текст]/А.С. Коротков//Микроэлектроника.-2006. -Т. 35.-№ 4.-С.321-341.
4. Коротков, А.С. Многофункциональные микроэлектронные радиоприемные устройства [Текст]/ А.С. Коротков//Изв. вузов. Сер. Радиоэлектроника. -2007.-№6.-С. 15-30.
5. Балашов, Е.В. Микроэлектронные малошу-мящие КМОП-усилители радиочастотного диапазона: применение, схемотехника, тенденции развития [Текст]/Е.В. Балашов, А.С. Коротков//Зарубежная ра-диоэлектроника.-2007.-№ 2.-С. 3-34.
6. Балашов, Е.В. Сопоставительный анализ широкополосных малошумящих КМОП усилителей радиочастотного диапазона [Текст]/Е.В. Балашов//Микро-электроника.-2008.-Т. 37.-№4.-С. 300-314.
7. Балашов, Е.В. Высокочастотный малошумя-щий КМОП-усилитель [Текст]/Е.В. Балашов, А.С. Ко-ротков//Сб. тр. Всерос. науч.-технич. конф. Проблемы разработки перспективных микро- и наноэлектронных систем (МЭС-2010).-Ин-т проблем проектирования в микроэлектронике РАН.-4-8 окт. 2010.
8. Коротков, А.С. Двойной балансный МОП смеситель в приемниках систем связи [Текст]/ А.С. Коротков, А.М. Беляков//Тр. СПбГТУ №507: Радиофизика, электроника, информационные технологии.-2008.-С. 62-87.
9. Куркин, А.А. Моделирование синтезатора частот с целочисленным коэффициентом деления [Текст]/ А.А. Куркин, А.С. Коротков//Тр. науч.-техн. семинара Системы синхронизации, формирования и обработки сигналов для связи и вещания.-Ярославский гос. ун-т. -1-3 июля 2008.-С. 74-76.
10. Коротков, А.С. Аналоговые и дискретные микроэлектронные фильтры для телекоммуникационных систем [Текст]/А.С. Коротков, Д.В. Морозов //Радио-
техника.-2003.-№> 4.-C. 52-58.
11. Коротков, А.С. КМОП фильтр с малым потреблением мощности на переключаемых конденсаторах на основе токовых конвейеров [Текст]/А.С. Коротков, Д.В. Морозов, А.А. Тутышкин//Микроэлектроника. -2006.-Т. 35.-№ 5.-С. 406-415.
12. Korotkov, A.S. A 2.5-V, 0.35 um CMOS transconductance-capacitor filter with enhanced linearity [Текст]М^. Korotkov, D.V. Morozov, H. Hauer [et al.]// Proc. Midwest Symp. on Circuits and Systems. -Tulsa, USA.-Aug. 2002.-Vol. 3.-P. 141-144.
13. Korotkov, A.S. Low-voltage continuous-time filter based on a CMOS transconductor with enhanced linearity [Текст]/А^. Korotkov, D.V. Morozov, R. Unbehauen// J. Electronics and Communications (AEÜ).-2002. -Vol. 56.-№ 6.-P. 416-420.
14. Коротков, А.С. Схемотехника современных интегральных усилителей [Текст]/А.С. Коротков, Д.В. Морозов//Успехи современной радиоэлектроники. Зарубежная радиоэлектроника.-1998.-№ 6. С. 41-75.
15. Morozov, D.V. A Realization of Low-Distortion CMOS transconductance amplifier [Текст]/О.У. Morozov, A.S. Korotkov//IEEE Trans. Circuits and Systems, I. -2001.-Vol. 48.-№ 9.-P. 1138-1141.
16. Morozov, D.V. Transconductance Amplifier With Low-Power Consumption [Текст]/О.У Morozov, A.S. Korotkov//IEEE Trans. Circuits and Systems, II. -2005.-Vol. 48.-№ 11.-P. 776-779.
17. Коротков, А.С. Аналого-цифровые преобразователи на основе дельта-сигма модуляторов [Текст]/А.С. Коротков, М.В. Теленков//Успехи современной радиоэлектроники. Зарубежная радиоэлектро-ника.-2002.-№ 12.-C. 53-72.
18. Коротков, А.С. Моделирование Дельта-Сигма модуляторов на переключаемых конденсаторах с учетом линейных и нелинейных свойств элементов [Текст]/ А.С. Коротков, М.В. Теленков//Микроэлектроника. -2007.-Т. 36.-№ 1.-С. 66-77.
19. Коротков, А.С. Дельта-сигма модулятор с частотой дискретизации 50 МГц на основе 0,18 мкм КМОП-технологии [Текст]/А.С. Коротков, М.М. Пи-липко, Д.В. Морозов [и др.]//Микроэлектроника. -2010.-Т. 39.-№ 3.-С. 230-240.
20. Уткин, М.Н. Синтез децимирующего фильтра дельта-сигма аналого-цифрового преобразователя с малой потребляемой мощностью [Текст]/ М.Н. Уткин,
А.С. Коротков//Научно-технические ведомости СПбГПУ Сер. Информатика. Телекоммуникации. Управление.-2009.-№ 4(82).-2009.-С. 91-97.
УДК 538.956
Н.С. Пщелко, С.Д. Ханин, С.А. Немов
физические основы методов диагностики и управления
свойствами металлодиэлектрических структур
оксидных конденсаторов
Временная стабильность свойств и соответственно надежность оксидных конденсаторов в большой степени определяются кинетикой процессов старения диэлектрика, имеющих характер роста кристаллов оксида металла, замещающих аморфную в исходном состоянии пленку [3, 4]. Это указывает на необходимость исследования в следующих направлениях:
установление информативных электрофизических параметров и характеристик для выявления фазовой и структурной неоднородности диэлектрических пленок на металле;
изыскание параметров и характеристик, информативных для прогнозирования временной стабильности эксплуатационных свойств оксидных конденсаторов, и разработка методик отбраковки потенциально ненадежных образцов на стадии изготовления;
изыскание возможностей повышения временной стабильности свойств металлодиэлектриче-ских структур посредством направленных изменений их состава и строения.
В настоящей статье представлены результаты исследований структурно-чувствительных свойств металлооксидных диэлектрических пленок, раскрывающие возможности решения указанных задач.
Задача выявления в оксидных солях фазовой неоднородности типа кристаллов оксида металла решалась на основе результатов исследования влияния кристалличности на электронную проводимость диэлектрика как параметра, обладающего наибольшей структурной чувствительностью.
Эксперименты проводились на модельных плоских образцах тантала и ниобия, анодирован-
ных при напряжении 100, 150 и 250 В и подвергнутых электрическому старению в контакте с однопроцентным водным раствором Н^04 при напряжении, равном 0,85 иа(и - напряжение анодирования) и температуре Т = 358 К. Изменение длительности электротеплового нагружения позволяло, с учетом известных кинетических закономерностей процесса электростимулированного роста кристаллов, получить оксидные слои с заданной степенью кристалличности. Последняя контролировалась с помощью оптической микроскопии.
Эксперимент обнаружил сильное возрастание электронной проводимости оксидного диэлектрика при образовании кристаллов. В этой связи в первую очередь представлялось необходимым определить, чем обусловлено возрастание проводимости: повышенной проводимостью по границам раздела кристалл-аморфное вещество, или различием проводимостей аморфной и кристаллической фаз оксида, и, в последнем случае, найти соотношение этих проводимостей.
С этой целью изучалось распределение тока по площади поверхности оксидного слоя. В результате было установлено следующее. Распределение величин локальной плотности тока по площади кристаллической области оксида состаренной пленки не слишком широко и сдвинуто относительно распределения локальных токов по площади аморфной области в сторону больших токов на 2-3 порядка величины, причем никакой существенной локализации тока на межфазовых границах раздела аморфный оксид-кристаллический оксид не происходит.
Из сказанного вытекает, что при анализе то-копрохождения через аморфно-кристаллическую оксидную пленку, к ней следует подходить как к
