Моделирование квадратурного фазового модулятора с аналоговыми функциональными преобразователями в режиме импульсно-шумового модулирующего воздействия Текст научной статьи по специальности «Электротехника, электронная техника, информационные технологии»

УДК 621.396.62

МОДЕЛИРОВАНИЕ КВАДРАТУРНОГО ФАЗОВОГО МОДУЛЯТОРА С АНАЛОГОВЫМИ ФУНКЦИОНАЛЬНЫМИ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯМИ В РЕЖИМЕ ИМПУЛЬСНОШУМОВОГО МОДУЛИРУЮЩЕГО ВОЗДЕЙСТВИЯ

С.А. Шерстюков, В.В. Недомолкин, С.В. Канавин

Получены новые результаты моделирования квадратурного фазового модулятора с аналоговыми функциональными преобразователями при модулирующем воздействии в виде частотно-манипулированного полосового шума. Временные и спектральные формы доказывают высокие маскирующие свойства формируемой узкополосной фазомо-дулированной шумовой помехи, что особенно важно для радиоэлектронного подавления систем радиосвязи и противодействия радиоуправляемым взрывным устройствам

Ключевые слова: квадратурный фазовый модулятор, импульсно-шумовое модулирующее воздействие

Полученные в [1] результаты экспериментального исследования квадратурного фазового модулятора (КФМ) с аналоговыми функциональными преобразователями модулирующего напряжения (АФПМН), реализующего индекс фазовой модуляции шу < тт/2, подтверждают его высокую эффективность и точность формирования ФМ-сигналов при гармоническом модулирующем сигнале. Однако, на практике, например, в технике радиоэлектронного подавления систем радиосвязи и противодействия радиоуправляемым взрывным устройствам, наибольший интерес представляют шумовые и импульсно-шумовые модулирующие воздействия на модуляторы различных типов. Учитывая это,

проведём моделирование КФМ с АФПМН в режиме импульсно-шумового модулирующего воздействия, используя методики, приведенные в работах [1, 2].

Разработаем в программе МаШСАБ 14 модель модулирующего воздействия в виде частотно-манипулированного полосового шума (ЧМнПШ). Манипуляция полосового шума, как известно [3], осуществляется хаотической импульсной последовательностью (ХИП), которую можно получить, используя алгоритм формирования последовательности со случайным следованием единичных и нулевых посылок

Nn-i Nu-i

S ХИП = S S k=0 n=0

Tn

Tn

t3 + —^ ■ n + P ■ k < tt < t3 + —^ ■ (n +1) + P ■ k

f

N

rnd(1) > 0,5 1,

0

N..

(1)

0

где 4 - длительность интервала задержки кодовой посылки относительно момента времени Ъ=0; Ыи -количество импульсов в посылке;

Шерстюков Сергей Анатольевич -ВИ МВД России, канд. техн. наук, доцент,

E-mail: sergesher@rambler.ru.

Недомолкин Валерий Вячеславович - ВИ МВД России, преподаватель, методист,

E-mail: nedom 1963@mail.ru.

Канавин Сергей Владимирович - ВИ МВД России, слушатель 5 курса,

E-mail: sergeii-kanavin@rambler. ru

Ы„ - количество посылок в последовательности; Р -период повторения посылок.

На основании (1) сформируем массив шума с нормальным законом распределения Q, введём граничные частоты полос /11, /12, /21, /22 и выполним фильтрацию шума в частотной области. После обратного преобразования Фурье массивы 8д1 и 8д2 будут содержать необходимые для формирования помехи шумовые фрагменты, представленные в табл. 1.

№ стр. Идентификаторы и программные коды модели двухполосного шума

1 f11:=1000 f12:=4500 f21:=5000 f22:=10000 Q:=morm(20001,0,1) SQ:=cfft(Q)

2 SQ1J:=if(f11<f12,SQJ,0) SQ2j:=if(f21 <f22,SQj,0)

3 Sq 1: =icfft (SQ1) Sq1j:=Re(Sq1j) Sq2: =icfft (SQ 2) Sq2J:=Re(Sq2i)

4 Sm1: =max(Sq1) S , Sq1j Sq1 = sm1 Sm2: =max(Sq2) Sq2i Sq2> = sm2

Введём порог por для ограничения пик-фактора ного импульса ХИП и сформируем её идентифика-

шума и пересчитаем с его учётом значения масси- тор hip (табл. 2).

вов Sq1 и Sq2, а затем зададим длину dS элементар-

Таблица 2

№ стр. Идентификаторы и программные коды модели ХИП и модулирующего шума

1 por:=1 Sq1j :=if (Vj > por, if (Sq1j > 0, por—por ), Sq1j )

2 Sq2j :=if (Sq2/ > por, if ~(Sq2j > 0, por,-por) Sq2j )

3 dS:=8 10-4 dL:=dS 106 h:=0,dL..20000 rh:=0..dL

4 Rnh:=md(10 n Q1) Yh:=Ф(sin(Rnh)) Y(h+rh)' Yh

5 DJ:=if(Yj>0.5,1,-1) hipj:=if(Dj=1 ,Sq1j,Sq2j)

На рис. 1 а, б показаны, соответственно, временные представления двухполосного шума и ХИП (а) и спектр двухполосного шума (б), полученные с помощью модели по формуле (1), табл. 1 и табл. 2.

б)

Рис. 1. Временные представления двухполосного шума и ХИП -рот (рис. а) и спектр двухполосного шума Шррзк] (рис. б), полученные с помощью формулы (1), табл. 1 и табл. 2

Результат формирования временного представления модулирующего сигнала функции hip/ запишем в выходной файл MathCAD 14 для подключения его в OrCAD 9.1 с целью исследования АФПМН и высокочастотной части КФМ: i:=0...1 sigj:i:=if (i=0, tj, hip/) WRITEPRN («hip-psh»):=sig (2)

Рис. 2. Схемр^хн^етмодель КФМ на

базе балансных модуляторов в ФВ 7е/2 квадратурных каналах и АФПМН, при ш9 < п/2.

Для исследования воздействия импульсношумового сигнала (2) на КФМ с АФПМН, в про-

грамме моделирования ОгСАБ 9.1 разработана его схемотехническая модель, которая представлена на рис. 2.

В состав схемотехнической модели входят: УБШІ - источник высокочастотного напряжения; радиочастотная интегральная микросхема векторного модулятора (РИМВМ) НРМХ2005 из библиотеки ССМ ОгСАБ 9.1; модулирующее напряжение (2), подаваемое на АФПМН из кусочно-линейного источника напряжения, заданного в файле VPWL_FILE, в котором прописана модель МаШ-САБ 14: FILE=HIP-PSH.dat; состав АФПМН: М^Т1 - М^Т4 - перемножители сигналов, ОЛШ1, ОЛШ2 - инвертирующие усилители,

ОЛШЗ, ОЛШ4 - не инвертирующие усилители с различными коэффициентами ослабления, БПМ1, $иМ2 - линейные сумматоры. В АФПМН реализуются управляющие напряжения, достаточные для формирования неискажённого ФМ-сигнала с индексом модуляции ш<1,57 рад. Используя схемотехническую модель КМФ на рис. 2, осуществим в ОгСАБ 9.1 нелинейное функциональное преобразование модулирующего сигнала (2) по алгоритмам, описанным в [1, 4], а затем - модуляцию по фазе несущей/частоты управляющими сигналами с выходов линейных сумматоров С1 (выход синусного преобразователя) и С2 (выход косинусного преобразователя).

На рис. 3 - рис. 9/представлены результаты моделирования схємотЄхнической модели КФМ (рис. 1) при импульсно-шумовом модулирующем воздействии (2). ивых

Рис/3-)Результаты моделирования КФМ на выходе ПС1 ПС^слева - временнаГ форма, спрИаЧ Ейектр).

Рис. 4. Результаты моделирования КФМ на выходе ПС2 (слева - временная форма, справа - спектр).

Рис. 5. Результаты моделирования КФМ на выходе ПСЗ (слева - временная форма, справа - спектр).

Рис. 6. Результаты моделирования КФМ на выходе ПС4 (слева - временная форма, справа - спектр).

(слева - временная форма, справа - спектр).

Рис. 8. Результаты моделирования КФМ на выходе С2 (выход СП) (слева - временная форма, справа - спектр).

Рис. 9. Результаты моделирования КФМ: ФМ-сигнал на выходе векторного модулятора НРМХ2005

(слева - временная форма, справа - спектр).

Анализ рис. 3 - рис. 8 показывает практически полное совпадение временных и спектральных форм с теоретическими результатами [4]. Временная форма выходного ФМ-сигнала на рис. 9 а имеет постоянную огибающую, что свидетельствует об отсутствии в выходном сигнале паразитной амплитудной модуляции, а выходной спектр на рис. 9 б обладает симметричной относительно несущей частоты выходной формой, соответствующей нормальному закону распределения. Важно отметить, что коэффициент качества формируемой ФМ шумовой помехи зависит от выбора индекса модуляции и от внутриспектральных связей в импульсношумовом модулирующем напряжении (2). Данные обстоятельства подтверждают тот факт [5], что узкополосная шумовая помеха с угловой модуляцией, несмотря на малую ширину излучаемого спектра частот, обеспечивает, в отличие от широкополосной помехи, более высокие маскирующие свойства в части подавляемой полосы за счёт совпадения её характеристик с характеристиками модулирующего шума. Следовательно, маскирующие свойства формируемой узкополосной ФМ шумовой помехи оказываются достаточно высокими в силу больших значений энтропийной мощности, что особенно важно для радиоэлектронного подавления систем радиосвязи и противодействия радиоуправляемым взрывным устройствам.

Литература

1. Шерстюков С.А., Недомолкин В.В., Канавин С.В., Недомолкина Т.В., Кожин А.Ю. Экспериментальное исследование квадратурного формирователя узкополосных помеховых радиосигналов с фазовой модуляцией в режиме гармонического модулирующего воздействия // Вестник Воронежского государственного технического университета / ВГТУ. - Воронеж, 2010. - том 5. - № 6. - С. 140 - 147.

2. Шерстюков С.А., Недомолкин В.В., Канавин С.В. Моделирование квадратурного формирователя радиосигналов с фазовой модуляцией в режиме импульсно-шумового модулирующего воздействия // Вестник Воронежского института МВД России / ВИ МВД России. - Воронеж, 2010. - Вып. 2. - С. 58 - 67.

3. Мельников В.Ф., Линник В.А., Воронин Н.Н., Грачёв В.Н. Основы построения комплексов и средств радиоподавления радиосвязи. Часть 2. Воронеж: ВВВИУРЭ, 1993.

4. Квадратурные формирователи радиосигналов: Монография / Попов П.А., Шерстюков С.А., Жайворонок Д.А., Ромашов В.В.; Под ред. П.А. Попова. - Воронеж: Воронежский институт МВД России, 2001. - 176 с.

5. Вакин С.А., Шустов Л.Н. Основы радиопротиводействия и радиотехнической разведки. - М.: Советское радио, 1968. - 448 с.

Воронежский институт Министерства внутренних дел Российской Федерации

MODELLING OF THE QUADRATURE PHASE MODULATOR WITH ANALOGUE FUNCTIONAL CONVERTERS IN A MODE OF THE IMPULSE-NOISE MODULATING INFLUENCE

S.A. Sherstukov, V.V. Nedomolkin, S.V. Kanavin

New results of modelling of the quadrature phase modulator with analogue functional converters are received at modulating influence in the form of the frequency-manipulated strip noise. The time and spectral shape proves high masking properties of a formed narrow-band phase-modulated noise interference that is especially important for the radioelectronic suppression of radio communication systems and bucking to radio-controlled explosives

Key words: the quadrature phase modulator, impulse-noise modulating influence