CC BY
9
УДК 621.382
Методика пщвищення точности визшрювальних перетворювач!в ¡мпедансу з врахуванням негармошчност! сигнал!в
Барило Г. /., Голяка Р. Л., ПруОиус I. Н., Фабгровський С. 6.
Нацшиалышй ушворситот "Лызшська иолггохшка" E-mail: fabirovekii&gmaiLcom
В робот! вир1шуеться задача шдвищеппя точпост! вим1рювалышх перетворювач!в електричпого 1мие-дапсу з врахуваш1ям негармошчност! задаючих сигпал!в. Отримаш результатн базуються па метод! SPICE (Simulation Program with Integrated Circuit Emphasis) моделышх достджепь. в якому проводиться сшвставлеппя малосигпалыюго AC (Alternative Current) апал!зу за змшпим струмом та иерех1дпого Transient апал!зу. Запропоповапо методику, зпдпо яко! формують та пор1вшоють маси-ви шформативпих сигпал1в активного Re Z та реактивного Im Z 1мпедапсу. Шдвищеппя точност! вим1рювалыюго перетвореппя забезпечуеться в1дпов1дпо розраховапими коефщ1ептами. як! дозво-ляють ироводити корекцпо результате вим1рюваппя активно! та реактивно! складових 1мпедапсу. Представлено cnoci6 розрахупку таких коефщ1еттв та приклади !х використашш.
Клюноог слова: 1мпедапспа спектроскошя: сигпальш перетворювачц SPICE моделювапия
В ступ та постановка задач1
HoBiTiiifi напрям еволюцп глобально! шфоко-мушкацшно! мережь що отримав назву 1нтсрнет Речей (IoT. Internet of Things) [1]. актуал1зуе широкий спектр задач подалыпого розвитку сенсорних пристрош. i зокрема. мшросхемотехшки i'x втирю-валышх перетворювач1в [2.3]. Cencopni пристро! 1н-териет Речей, викоиуючи функцпо штерфейсу хйж ф1зичним cbItom та 1нтсрнетом. забезпечують вимь рювання р1зномаштних параметр1в температури. вологость освилення. властивостей речовин. забру-диеиия довкшля тощо.
Один з найбшын актуалышх на сьогодш кла-ciB сенсорно! електрошки 1нтернету Речей базуеться на методах 1мпсдансно! спектроскоп!!. Здебшыного. шформативш сигнали 1мпсдансно! спектроскоп!!' активну та реактивну складов! електричпого iiine-дансу дослвджуваного двополюсника формують спсщал1зованими втирювалышми перетворювача-ми [4]. Визначалышми вимогами до втирюваль-них псретворювач1в сенсориих пристрош 1нтернету Речей с i'x ушверсалыисть. мпимальне енергоспо-живання. можлившть функщонувати при низьких напругах живлення. стабшыисть роботи при змии зовшшшх фактор1в тощо [5].
На ocuoBi методу 1мпсдансно! спектроскоп!! роз-роблясться широкий ряд вихйрювалышх пристрош. зокрема в приладобудуванш. anapaTypi д1агностики компонент1в автомобшьно! електрошки та авкяи-
ки. прикладному матср1алознавствь екологп. биу-логп кттш, !мунологш тощо [6. 7]. У пор1внянш з ¡пшиж методами ф1зичних дослщжень !мпедан-сна спектроскошя забезпечус простоту рсал1зацп. снсргоефектившсть. високу роздшьну здатшсть та селектившсть втпрювань параметр1в.
В дашй робота вщлшуеться задача шдвшцсння точноста втпрювалышх перетворювач1в електричпого !мпедансу з врахуванням негармошчноста задаючих сигнал1в. Замша гармошчних моночасто-тних сигнатв синусощально! форми на !мпульсш сигнали дозволяс вщмовитися вщ необхщноста використашш перестроюваних по частот! задаючих гене-ратор1в функцп синуса. яш типово реал1зуються на основ! високопрещгайних цифро-аналогових пере-творювач1в та згладжуючих фшьтр1в. В свою чергу. це зменшус енергоспоживання та масо-габаритш па-раметри пристрош 1мпсдансно1 спектроскопп. що набувас високо! прюритетность зокрема. в радк>-електронн1й апаратур1 самод1агностики безп1лотних лиаючих апарат1в (БПЛА) [8. 9]. Така апарату-ра самод1агностики на основ1 методу 1мпедансно! спектроскопп забезпечус можлив1сть мошторингу експлуатащйного дрейфу параметр1в вузл1в БПЛА. зокрема. джерел живлення. компоненте рад1оча-стотного тракту, конструктивних елемент1в тощо.
1 SPICE модель та методика досладження
Реал1защя 1мпсдансно! спектроскопы передбачае перехщ вщ частотних д1аграм до д1аграм на ком-плексшй площиш д1аграм Найквкта. В ряд1 суча-спнх версш пакепв програм схемного моделювання вжс псредбачено метод 1мпедансного анатзу з ви-користанням математичних функцш дшених В.е та уявних Irn складових сигналу. 3 допомогою цих функщй представляеться можливим розрахувати вщповщш значения активного Re Z та реактивного Im Z 1мпедансу доелвджуваного об'екту, а вщтак, побудувати д1аграму Найквкта. Однак, такий шд-хщ не с ушверсалышм, i зокрема, накладае зна-4iii обмеження гцодо проведения моделышх досль джень реалышх схем втпрювалышх перетворюва-ч1в з врахуванням параметр1в реалышх сигнал1в i'x форми, амшптуди, негармошчносп тощо.
Отримаш в дашй робот1 результата базуються на метод1 SPICE (Simulation Program with Integrated Circuit Emphasis) [10,11] моделышх дослщжень, в якому проводиться сшвставлення малосигнального AC (Alternative Current) анал1зу за змшним стру-мом та перехвдного Transient анал1зу. В ход1 АС анал1зу отримують 1мпедансн1 д1аграми Найкв1ста в 1деал1зованому вииадку, а в ход1 Transient анал1зу розраховують значения активно! Re Z та реактивно! Im Z складових 1миедансу для фактичних иараме-тр1в вим1рювалышх иеретворювач1в та форми активу ючих сигнал1в. Реал1защя вигцезгаданого методу передбачас використання синхронного квадратурного детектування вихщних сигнал1в втирюваль-ного кола. Активна складова вихщного сигналу шформативний сигнал активного 1миедансу Re Z, детектусться та штегруеться синфазно з задаючим вхвдним сигналом, а реактивна складова шформа-тивний сигнал реактивного 1мпедансу Im Z — 3i змщенням фази на эт/2. Використовуючи результата таких дослщжень нами була запроионована методика шдвшцення точносп втирювалыгого пе-ретворення 1мпедансу, яка i враховус вищезгаданий вплив фактичних параметр1в втирювалышх пере-творювач1в та форми активу ючих сигнал1в.
Методика дослщження иередбачас формування та nopiBiura трьох масив1в шформативних сигнал1в активного Re Z та реактивного Im Z 1мпедансу до-елвджуваного об'екту. Перший масив Л1(АС) отри-мусмо використовуючи АС малосигналышй анал1з, який вщповщае 1деал1зованому вар1анту втирю-вального иеретворення та надал1 буде використо-вуватися в якоста опорного. Наступи! два масиви М(Н1), M(HN) отримусмо методом Transient анал1зу. використовуючи результати штегрування вихщних наируг квадратурного детектора вишрю-вального перетворювача 1миедансу. Причому, масив М(Н1) формусться при активацп вхщним джере-лом гармошчого коливання (перша HI гармошка), а
масив М(ГО) при активацп функционально коро-ваним джерелом, гцо синтезу с негармошчний сигнал у В1цц гармошк ИХ. Зокрема, для вииадку 1мпуль-сного джерела шформативш сигнали анатзують вводячи у вхвдний сигнал наб1р неиарних гармошк, тобто частот 3£, 5£, 7£ тощо.
Методику дослщження розглянемо на приклад1 сигнального перетворювача 1мпедансу двополюсни-ка у вид1 двох ВС ланок. Спершу ироведемо АС анал1з (рис. 1) 1миедансу такого двополюсника та отримусмо масив АС). Схема мштить задаючий генератор гармошчного сигналу VI, перетворювач напруга-струм на керованому джерел1 01 типу 1о£У та дослщжуваннй двополюеннк, екв1валентна схема замщення якого, для прикладу, представлена двома ВС ланками В.1, С1, В.2, С2. Значения цьо-го масиву, а саме, залежносп активно! В.е(У(3)) та реактивно! 1ш(У(3)) складових вихщно! напруги у вузл1 (3) вщ частоти £ (в Герцах, Ш), а також д1а-грама Найквкта, а саме, функщональна залежшеть - 1ш(У(3)) £(В.е(У(3)), служитимуть опорними для оцшки точносп втпрювального перетворення з врахуванням та подалыпою корекцкю виливу ви-щих гармошк.
Рис. 1. SPICE схема замщення та приклад результату АС анал1зу 1мпедансу двополюсника на двох ВС ланках
Для розрахунку наступних двох масив1в шфор-мативних сигнал1в активного Re Z та реактивного Im Z 1миедансу М(Н1) та M(HN) використовуемо схему зам1щення квадратурного детектора (рис. 2) та метод Transient анал1зу. Ця схема мштить задаючий генератор сигналу Е1 типу NFV, перетворювач напруга-струм на керованому джерел1 G1 типу IofV, не1нвертуючий XI та швертуючий Х2 повторювач1 напруги, ключ1 SI, S2, S3, S4 та джерела Ere, Eirii напруг керування цими ключами. Наируга на дослщжуваному двоиолюснику дете-ктусться з видшенням активно! V(5) та реактивно! V(7) складових, в1диов1дно, на резисторах наванта-ження Bloadl, Bload2. Активна складова вихщного сигналу комутусться ключами SI, S2 синфазно 3 Здг
даючим вх1дним сигналом, а реактивна - ключами S3, S4 з! змщенням фази на ^/2. Дал! ц! напру-ги штегруються з використанням сервюних функщТ MicroCAP типу SD (Running integral with respect to time) SD(V(5)), SD(V(7)) i використовуються iH~ формативними сигналами, в!дпов!дно, активно! та реактивно! складових вим!рюваного !мпедансу.
Рис. 2. SPICE схема зам!щення иеретворювача !м~ педансу на основ! квадратурного детектора
В схем! зам!щення використано cnoci6 формального синтезу задаючого сигналу, який реал!зуе~ ться функщональним генератором сигналу Е1 формульного типу NFV (Formula type voltage Function Source). Аргументами математичних функщй такого генератора можуть служити иараметри шших компонента схеми. Така можливють дозволяе за-мшити значения частот f на i'x формальн! аналоги, зокрема опори резистор!в. В даному раз!, очевидно, що мова йде лише про числов! значения цих величин, а не про i'x ф!зичний зм!ст.
Значения частотп задаеться опором резистора RF, а числових зиачень коеф!щент!в гармон!чного ряду - опорами резистор!в RH3, RH5, RH7 тощо. Значения цих onopiB використовуються у матема-тичному внраз! джерела сигналу Е1 (формула записана у вщповщност! до SPICE синтаксису):
Value = sin(2 • к • R(RF) • i)+sin(3 • 2 • к • R(RF) • t)x
x R(RH3) + sin(5 • 2 • % • R(RF) • t) • R(RH5)+ + sin(7 • 2 • % • R(RF) • t) • R(RH7) + ... (1)
Зокрема, використовуючи иеретворення Фур'е, сигнали прямокутно*1 форми можуть бути представлен! у вид! функцп Ря (¿), яка розкладаеться в гармон!чннй ряд [12]:
Рн (t)
4 ^^ sm(kut)
к=1
к
(2)
де k = 1, 3, 5 ... непарн! гармошки.
Суттевою перевагою вказаного способу формального синтезу задаючого сигналу е можлив!сть
оперативно! змши коеф!ц!ент!в гармошчного ряду в ход! Trancient анашзу, що реал!зуеться динам!чною нокроковою змшою значень RH3, RH5, RH7... Така зм!на може реал!зовуватися, як одночасно методом Stepping: Step all variables simultaneously, так i no-слщовно методом Stepping: Step variables in nested loops. Вщзначимо, що cnoci6 приеднания резистор!в RF, RH3, RH5 ... в SPICE схем! замщення значения немае, адже важливими е числов! значения цих резистор!в, а не значения напруг чи струм!в в i'x кол!.
Для прикладу на рис. 3 представлен! епюри струму через досхшджуваний двонолюсник I(G1) та вихщних напруг V(5), V(7), а на рис. 4 - епюри штеграл!в цих напруг SD(V(5)) та SD(V7)), де а.и. - умови! одинищ (arbitrary units). Основна частота задаючого сигналу становить f = 10 Гц, а значения гармонж HI, НЗ, Н5, Н7, Н9 вщповщають коефщ!-ентам ряду (2).
Рис. 3. Епюри спгнал!в: частота f = 10 Гц, гармошки HI, НЗ, Н5, Н7, Н9
Рис. 4. Епюри штеграшв: частота £ = 10 Гц, гармошки Н1, НЗ, Н5, Н7, Н9
Анал!з форм снгнал!в на таких енюрах дозволяе виявити як!сш особливост! сигнального неретворе-ння, що е важливим з точки зору нодалыпо1 онти-м!защ1 впм!рювання, зокрема, вибору тривалост! штегрування та анашзу впливу часово!* дискретиза-ц!*1 функзщ штегрування на точн!сть вим!рювання. В результат! такоТ оптим!зац!*1 визначають вимоги до параметр!в елементноТ базн (операщйнпх шдси-лювач!в, ключ!в тощо).
Методика шдвигцення точност! виьарювальних перетворювач!в ¡мпедансу з врахуванням негармошчност! сигнал!в
.3.3
2 Анал1з результате дослщже-ння
Характерный нрыклад сшветавлення результатов дослцикення сигнал1в масшив М(АС) малоеы-гнальний АС анал1з, якый вЦщовщас 1деал1зованох1у BapiaHTy вихнрювального неретворення та М(Н1), Transient анал1з нры актывацп задаючым хюногархю-шчних1 (HI) джерелом ноказано на рыс. 5 та рые. 6. Можна бачити, що в межах нохыбкы штегрування щ масывы сшвиадають, що свщчыть про выеоку то-чшсть як методики дослщження, так i SPICE модели сигнального неретворення на ochobI квадратурного детектора ири актывацп' гархюшчних! коливанням.
12
MlACl
M|H11
in
5 5E+U2 5 UE+U2 4 5E+U2 4 UE+U2 2 5E+U2
— MlACl I I.HI ■
3 I Й Й
I I Й Й
I I й й
а)
б)
? о
ють в ре3уЛЬтат1 В1дП0В1дН01 Корекци результат1в сигнального перетворення, шде даль
1.4Е+03 1.2Е+03 1.0Е+03 8.0Е+02 6.0Е+02 4.0Е+02 2.0Е+02
•
— M(AC> » M(HN) Д M(HN)c
..... *
5.5Е+02 5.0Е+02 4.5Е+02 4.0Е+02 3.5Е+02 3.0Е+02 2.5Е+02 2.0Е+02 1.5Е+02 1.0Е+02 5.0Е+01 0.0Е+00
— MfACt
M(H№
M(HN)c
f, Hz
а)
б)
Рис. 7. Залежност1 активно! Re Z та реактивно! ImZ складових 1мпедансу: масиви М(АС), M(HN), М (HN )с
Рис. 5. Залежност1 активно! Re Z та реактив но! Im Z складових 1хшедансу: масывы М(АС), М(Н1)
3 UE+U2 2 5E+U2 2 UE+U2 1 5E+U2 1 UE+U2 5 UE+U1 0 UE+UU
..... HN) ..... HN)c
. Ml
Д M<
\
\ •
-...... V--
T
1
i *
Рыс. 6. Д1аграмы Найквкта: масыви М(АС), М(Н1)
Натом1сть, як це показано на рис. 7 та рис. 8, для значень масиву М(НХ), якый характеризуй не-1'армон1чний сигнал з гармошками НХ (в даному конкретному вииадку Н1, НЗ, Н5, Н7, Н9) с ха-рактерними суттсве несн1виад1ння з вищезх'аданим опорным масывом М(АС) та масывом М(Н1) для моногармошчного сигналу. Особливо таке несшв-пад1ння проявляеться для значень активно! Ие Z складово! на нижшх частотах перед дшянкою спаду частотно! характеристики Ие Z(f). Похибка сигнального неретворення на цш дшянщ еягас 20 %. Щодо значень реактивно! 1т Z складово!, то не-сшвиадшня с меншим - ириблизно 5.. 10 %. Мова про ще один масив даних М(НМ)с, який отриму-
Рис. 8. Д1а1'рами Найкв1ста: масиви М(АС), М(НХ),М (HN )с
3 Корекщя результате вим1рю-вання
У вщиовщност! до вырипувано! в данш робото задач1 шдвшцення точност! вихирювального неретворення в 1хшедансшй спектроскоп!! з врахуваннях1 не1'армон1чност1 задаючих сигнал1в розх'лянемо сио-ci6 розрахунку коефпцентав К re та Kim, яш б дозволяли ироводити корекц1ю результатов выхирю-вання активно! Re Z та реактивно! Im Z складових 1хшедансу. Розрахунок розх'лянехю на нриклад1 наближено1'о до Х1еандру негармоничного сигналу, який xiicTUTb ряд неиарних гархюшк НЗ, Н5, Н7, ...
Корекщя результатов вихирювання здшснюстьея за формулами:
Re Zcor (f) = Re Zpls (f) - ^ KRE (fc)Re Zpls (kf),
k=3
ImZcor(f) = ImZpis(f) - Kjm(fc)ImZpis(kf),
k=3
де / - основна частота; к/ - частоти гармошк 1мпульсного сигналу; к = 3, Ъ,...т\ Ие Zpls(f), 1т Zp^s (/) результаты виьпрювання, ввдповвдно, активно! та реактивно! складових на основнш частот! Импульсного сигналу; ИеZpls(kf), 1тZpls(kf) - результата втпрювання. вадповадно, активно! та реактивно! складових на частотах гармошк НЗ. Н5, Н7...; 1т Zcor (/), Ие Zcor (/) - результаты корекцп. ввдповвдно. активно! та реактивно! складових; Кпе(к), К[м(к) - коефшденти корекцп, ввдповвдно, активно! та реактивно! складових !мпедансу.
Ввдзначимо, гцо з метою спрогцення. яке не критично впливае на точшсть корекцп:
- кшыисть гармошк може бути обмеженою лише першими значениями ряду, зокрема, НЗ. Но. 117. Н9;
- частоти гармошк к£, на яких втпрюються значения ИеZp^s(kf), 1тZp^s(kf), можуть закру-глятися до частот, на яких втпрюються значения доаграми Найквшта ИеZpls(f), 1тZpls(f);
- для задано! схеми втпрювального перетво-рювача коефшденти корекцп КПЕ(к), К1М(к), можуть визначатися, зокрема. для грани-чних вар1ант1в дослвджуваних двоиолюснишв, зокрема, у вар1анта лише активного Ква (С = 0) та лише реактивного 1тп (И = 0) !мпедан-йв.
11-3
<
0
О
ir*
-1F-3
1.0
0.5
>
0.0
-0.5
-1.0
4h-3
стз
n
w
-?F-3
^ПЛАЛЛЛ/J
1
|
^mvwvwi^
о.о
1.0
2.0
3.0
4.0 time, ms
ГГОТТТ v7 : j ; : ! ! : T
■■^■■■f "—i '-"¡i "-V2 "»vj! Vh^ -л«:
0.0
1.0
2.0
3.0
4.0 time, ms
-—t—
-SD(V(7))
Рис. 10. Епюри сигнатв для реактивного !мпедансу (R 0, HI... Н19)
Табл. 1 Вихвдш сигнали перетворювача !миедансу та коефщенти корекцп
H К Re a, Kre (k), ImR, Kim (k),
Omh a.u. Omh a.u.
H1 1 318.31 1 334.36 1
H 1..3 3 353.68 0.111 321.96 -0.037
H 1..5 5 366.41 0.036 324.65 0.008
H 1..7 7 372.9 0.018 323.68 -0.003
H 1..9 9 376.83 0.011 324.13 0.001
H 1..11 11 379.46 0.007 323.88 -0.001
H 1..13 13 381.34 0.005 324.03 0
H 1..15 15 382.75 0.004 323.94 0
H 1..17 17 383.86 0.003 324 0
H 1..19 19 384.74 0.002 323.96 0
На основнш частой f !миульсного сигналу ReZpis(f), ImZpis(f), тобто першш гармош-Ш HI. значения коефщятв корекцп становлять Kre(Н1) = 1, К[м(Н1) = 1, а для вищих гармошк розраховуються за формулами:
KRE (к) = Kim (к)
ReA(k) - ReA(k - 2) ReA(k - 2) : ImR(k) - ImR(k - 2) ImR(k - 2) :
(4)
Рис. 9. Епюри сигнатв для активного !мпедансу (С 0, Н1... Н19)
Для прикладу на рис. 9 та рис. 10 показан! епюри сигнатв для граничних вар!антав. ввдповщно, лише активного (С = 0) та лише реактивного (И = то) !мпеданйв. Дослвдження проводилися для иершо! Н1 та вйх набор1в Н1... 19 вищих гармошк. Результаты достджень наведен! в табл. 1, де: ЯеА, -результата перетворення в граничних вар1антах С = 0 та И = то вщповщно; KRE(к), К[м(к) - коефь щенти корекцп активного та реактивного !мпедансу (рис. 11).
де к = 3, 5, 7 ...
Можна бачити, гцо i3 збшыненням частоти гармошк коефщенти корекцп Kre (к), Kim (к) змен-шуються, причому 3aK0ii0Mipii0CTi такого зменшен-ня в!др!зняються для активно! та реактивно! складових. Аналоичш достджоння проводилися для iiimnx параметр1в двополюснишв, в тому чист для двополюснишв з !идуктивиим характером !мпедаи-су. Для Bcix таких достджень законом!рност! змши коефшденив корекцп активно! KRE та реактивно! Kim складових залишалися аналопчнимп до вигце наведеннх. Таким чипом, отримаш 3aKonoMipnocTi можуть широко застосовуватися при корекцп результате !мпедансно1 спектроскоп!! при активацй
1мпульсними сигналами для пороважно! бшыносп BapiaiiTÎB дослщжонь. Приклад тако! корекцп наведено на рис. та рис. , де масив M(HN)с отри-маний саме з використанням розглянуто! методики корекцп та значонь ïï коофщятв.
а) б)
Рис. 11. Коефпценти корекцп активно!' KRE та реактивно!' Kim складовнх
Типово, кшьшеть гармошк к£, яш врахову-ються в ход1 корекцп результате втирювання, внзначаеться отрнманнмн значениями ИеZp^s(kf), 1т Zpls (к/) на цнх гармошках. Чим бшыш значения ИеZp^s(kf), 1тZp^s(к/), тим бшыпийгх вплив, 1 нав-паки. Таким чином. критор1ем достатносп кшькосп гармошк, що враховуються, е умови ИеZp^s(kf) ^ О, 1тгр1з(к/) ^0.
Висновки
Обг'рунтована та вщлшона задача шдвшцоння точноста вихйрювалыгого перетворення 1миодансу з врахуванням негармошчносп сигнал1в, перева-жно, на високих частотах, де реалыи параметри оломонтно! бази сигналышх поротворювач1в обме-жують швидккть наростання задаючого сигналу. В результат! такого обложения виникають, обумовле-ш гармошчними спотвореннями сигнатв, похибки вихйрювання 1мподансних характеристик.
Для виршмння поставлено! задач1 запропоно-вано методику, зидно яко! формують та пор1вшо-ють три масиви шформативних сигнал1в активного Ие ^ та реактивного 1т Z 1мпедансу. Перший масив М(АС) отримують використовуючи АС мало-сигналышй анал1з, який вщповщае вдеал1зованому вар1анту втирювалыгого перетворення та надал1 використовують в якосп опорного. Настуиш два масиви М(Н1), М(НХ) отримують методом Тгагшоп! анал1зу використовуючи результати штогрування вихщних напруг квадратурного детектора вишрю-вального перетворювача 1мподансу. Масив М(Н1) формусться при активаци вхщним джерелом гар-мошчого коливання (перша Н1 гармошка), а масив М(НХ) при активаци функционально керованим джерелом, що синтозуе негармошчний сигнал у вид1
гармошк HN. Шдвшцоння точноста вихйрювалыго-го перетворення забезпечусться вщиовщно розрахо-ваними коефщентами KRE та Kjm, яш дозволя-ють проводит!! КОрОКЦПО розультапв BIIMipiOBaiIIM активно! та реактивно! складовнх 1мпедансу. Представлено cnocif) розрахунку таких коефщятв та приклади !х використання.
Використання негармошчних, пороважно, îm-пульсних сигнатв дозволяс спростити структурно-схемну реал1защю пристро!в 1мпедансно! спектро-скопп, а вщтак, мптпзувати !х енергоспоживання та Maco-ra6apiiTiii параметри. Сферами застосуван-ня таких прнстро!в 1мпсдансно! спектроскоп!! с при-ладобудування, апаратура д1агностики компоненте автомобшьно! олоктрошки та авияпки, прикладне матер1алознавство, околопя, бюлоия тощо. Запро-noiiOBaiii шдходи мають особливу актуалыпеть в мщюолоктроншй anapaTypi 1нтернету Речей, вбу-дованих системах самод1агностики, зокрема, при-строях мошторингу експлуатащйного дрейфу пара-MOTpiB вузл1в безшлотних „штаючих апаратав.
References
[1] Cheng Во, Zhu Da, Zhao Shuai and Chen Junliang ("2016) Situation-Aware loT Service Coordination Using the Event-Driven S OA Paradigm. IEEE 'lHnsacldons on Network and Service Management, Vol.13, Iss. '2, pp. 349361. DOl: 10.1109/TNSM.2016.2541171
[2] Wang Chonggang, Daneshmand Mahmoud and Dohler Mi-scha (2013) Ouest Editorial Special Issue on Internet of Things (loT): Architecture, Protocols and Services. IEEE Sensors .Journal, Vol. 13, Iss. 10, pp. 3505-3510. DOl: 10.1109/.I SEN.2013.2274906
[3] Hotra Z., Holyaka R., Marusenkova T. and Potencki .1. (2010) Signal transducers of capacitive microelectronic sensors. Electronika. Rzeszow. Poland. No. 8, pp. 129-132.
[4] Holyaka R. and Kostiv N. (2011) Energy-efficient signal converter of thermocouple, temperature sensors. Informatyka, Automatyka, Pomiary, No. 4, pp. 26-28.
[5] Kim .laeho, Yun .laeseok and Choi Sung-Chan (2016) Standard-based loT platforms interworking: implementation, experiences, and lessons learned. IEEE Communications Magazine, Vol. 54, Iss. 7, pp. 48-54. DOl: 10.1109 / MC О M.2016.7514163
[6] Lopez-Rodriguez Maria L., Madrid Rossana and Oiacomelli Caria (2013) Evaluation of Impedance Spectroscopy cis a Transduction Method for Bacterial Biosensors. IEEE Latin America ''transactions, Vol. 11, Iss. 1, pp. 196-200. DOl: 10.1109/TLA.2013.6502802
[7] Song Kiseok, Ha Unsoo and Park Seongwook (2015) An Impedance and Multi-Wavelength Near-Infrared Spectroscopy 1С for Non-Invasive Blood Olucose Estimation. IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. 50. Iss. 4, pp. 1025-1037. DOl: 10.1109/.ISSC.2014.2384037
[8] Cooley John .1., Lindahl Peter, Zimmerman Clarissa L., Cornachione Matthew, Jordan Grant, Shaw Steven R. and Leeb Steven B. (2014) Multiconverter System Design for Fuel Cell Buffering and Diagnostics Under UAV Load Profiles. IEEE Transactions on Power Electronics, Vol. 29, Iss. 6, pp. 3232- 3244. DOl: 10.1109/TPEL.2013.2274600
[9] Telford R and Galloway S. ("2015) Fault classification and diagnostic system for unmanned aerial vehicle electrical networks based on hidden Markov models. 1ET Electrical Systems in 'lYansportation, Vol. 5, Iss. 3, pp. 103-111. DOl: 10.1049/iet-est.2014.0042
[10] Karpaty D. (2013) Modeling Amplifiers as Analog Filters Increases SPICE Simulation Speed. Analog Dialogue, Vol. 47. No. 1, pp. 18-22.
[11] Spectrum Software (2010) MICRO-CAP Electronic Circuit Analysis Program. 8 p. Available at: http://www. spectrum-soft.com/down/rmlO.pdf
[12] Salih S. M. (2015) Fourier 'lYansJorm - Signal Processing and Physical Sciences. InTech. 222 p. DOl: 10.5772/58658
Методика повышения точности измерительных преобразователей импеданса с учетом негармоничности сигналов
Барыло Г. И., Голяка Р. Л., Прудиус И. Н., Фабировский С. Е.
В работе решается задача повышения точности измерительных преобразователей электрического импеданса с учетом негармоничности задающих сигналов. Полученные результаты базируются па методе SPICE (Simulation Program wit.li Integrated Circuit Emphasis) модельных исследований, в котором проводится сопоставление малосигпальпые AC (Alternative Current) анализа по переменному току и переходного Transient анализа. Предложена методика, согласно которой формируют и сравнивают массивы информативных сигналов активного Re Z и реактивного Im Z импеданса. Повышение точности измерительного преобразования обеспечивается использованием соответствующих коэффициентов. которые позволяют проводить коррекцию результатов измерения активной и реактивной составляющих импеданса. Представлен способ расчета таких коэффициентов и примеры их использования.
Ключевые слова: импедапспая спектроскопия: сигнальные преобразователи: SPICE моделирование
Technique of increasing the impedance measuring transducers accuracy at inharmoniousness signals
Barylo, G. I., Holyaka, R. L., Prudyus, I. N., Fabirovskyy, S. E.
Introduction. Nowadays, one of the most relevant classes of sensor electronics for the Internet of Things is based on the methods of impedance spectroscopy. In general, the informative signals of impedance spectroscopy, namely, an active component or resistance which forms the real part and a reactive component or reactance which forms the imaginary part of complex impedance of the investigated two-terminal network, are formed by specialized analog front-end or measuring transducers. The defining requirements for measuring converters of sensor devices of the Internet Things are their versatility, minimal power consumption, the ability to work at low supply voltages.
stability of operation with changing external factors and so on. In this paper, the problem of improving the accuracy of electrical impedance measuring transducers is considered, taking into account the non-harmonic of the driving signals.
SPICE model and research technique. The implementation of impedance spectroscopy assumes a transition from frequency plots to plots on the complex plane, called as Nyquist plots. In a number of modern versions of circuit simulation programs the method of impedance analysis is already provided with the use of mathematical functions of Real (Re) and Imagine (Im) components of the signal. Using these functions, it is possible to calculate the corresponding values of the active (Re Z) and the reactive (Im Z) impedance of the object under investigation. As a result of his usage a Nyquist plot is plotted. However, this approach is not universal, and in particular, imposes significant restrictions taking into account the parameters of real signals, namely, their amplitude, shape, non-harmonics, etc. The results obtained in this paper are based on the new SPICE (Simulation Program with Integrated Circuit Emphasis) model studding methodology, which compares small signal Alternative Current Analysis with large signal Transient Analysis. During the Alternative Current Analysis, Nyquist impedance plot are obtained in the idealized case, and during the Transient Analysis the active Re Z value and reactive Im Z impedance components are calculated for the actual parameters of the measuring transducers and the form of the activating signals. The implementation of the above mentioned methodology involves the use of synchronous quadrature detection of the output signals of the measuring circuit.
Analysis and correction of results. In accordance with the task of increasing the impedance measuring transducers accuracy at inharmoniousness signals we consider the method of calculating the coefficients KRE and KIM, allowing correcting the measurement results of the active Re Z and the reactive Im Z impedance components. A few analysis and correction results are presented. The obtained regularities can be widely used in correcting the results of impedance spectroscopy upon activation by pulse signals for the vast majority of research options.
Conclusion. A new approach is proposed, according to which three arrays of informative signals of active Re Z and reactive Im Z impedance are formed and compared. The first M(AC) array is obtained using small signal Alternative Current Analysis, which corresponds to an idealized version of the measurement transformation and is subsequently used cis a reference. The next two arrays M(H1) and M(HN) are obtained by the method of large signal Transient Analysis using the results of integrating the quadrature detector output voltages of the impedance transducer. The array M(H1) is formed when the input source triggers a harmonic oscillation (the first HI harmonic), and the M(HN) array when activated by a functionally controlled source synthesizes a lion-harmonic signal in the form of harmonics HN. The increase in the accuracy of the measurement conversion is provided by coefficients Kre an d Kim, which allow the correction of the measurement results of the active and reactive components of the impedance. A method for calculating such coefficients and examples of their use are presented.
Key words: impedance spectroscopy: signal front-end: SPICE simulation
