CC BY
12
Visnyk N'l'UU KP1 Seriia Radiolekhnika tiadioaparatobuduummia, "2018, Iss. 72, pp. 62—68
УДК 621.382
Визшрювальш перетворювач! ¡мпедансу з чотиритактним детектуванням сигналу
Барило Г. /., Голяка Р. Л., ПруОиус I. Н., Фабгровський С. 6.
Нацшиалышй ушворситот "Лызшська иолггохшка" E-mail: fabirovekii&gmaiLcom
Робота присвячепа проблемам розроблешш cencopmix пристрош па основ! метод!в 1мпедапспо1 спек-троскопп. У пор1впяпш з шшпмп методами ф1зичпих досл1джеш> пристро! 1мпедапспо1 спектроскопа забезпечують простоту реал1зацп, впсоку епергоефектившсть. хорошу роздгльпу здатшсть та селек-тившсть вим1рюваш> параметр!в досл1джувапих об'ектав. Представлен! результата розроблешш та модельного досл1джеппя вим1рювалыгого перетворювача 1мпедапсу з використаппям методу чотири-тактпого детектуваппя сигналу. На в!дмшу в!д традицшпого двотактпого детектуваппя. чотиритактпе детектуваш1я сигналу дозволяв суттево спростити схеми перетворювач!в. Таке спрощешш досягаеться безпосередшм штегруванням мнттевого значения Iz (i) струму без використання пром!жних каскад!в сигнального перетвореппя. Проведен! модельш досл1джеппя та параметричпий апал!з базуються па метод! розрахупку з внкорнсташ1ям Transient. апал!зу SPICE моделей, в результат! якого визпачають актнвну Zre та реактивну Zim складов! вим!рюваного ¡мпедансу для фактичних параметр!в сигнал!в та елемептпо! базн схеми перетворювача. Представлен! залежпост виндпих папруг вим1рювалыюго перетворювача з чотиритактним детектуваппям в!д ширили смуги робочих частот операгцйпих шдси-лювач!в. Отрнмаш результатп мають важливе зпачеппя для вгцяшешш проблем розроблешш нового поколшпя мшроелектрошшх cencopmix прпстрош копцепцп 1птерпету Речей па основ! метод!в 1мпе-дапспо! спектроскоп!!. зокрема, в галузях матер1алозпавства, бюх!мп. автомобшебудувашш. авюшки. екологп тощо.
Клюноог слова: 1мпедапспа спектроскошя: сигпальш перетворювачц 1птерпет речей: SPICE моделюва-ппя
В ступ та постановка задач1
Суттевий вплив на розвиток сучасно! мшро-схемотехшки мае новий напрям розвитку 1ис|>о-комушкацшних систем 1нтсрнет Речей (IoT, Internet of Things) [1]. В значшй Mipi подальший прогрес в галуз1 1оТ пристрош обумовлюеться роз-витком сенсорних пристроТв. i зокрема. мшросхемо-TexniKii i'x втпрювалышх перетворювач1в [2 4].
Високою ушверсалыистю характеризуються сен-copiii пристро!, в основ! роботи яких покладеш методы 1мпсдансно1 спектроскоп!!. TaKi пристро! вико-ристовують, зокрема. для доелвдження параметр1в твердих та редких матер1ал1в з книгою, ковалентною чи 3Minianoio проведшетю, а також, д1електришв. У nopiBiraimi з iiinniMii методами ф1зичних доследжень 1мпедансна спектроскошя та cencopni IoT пристро! на i'l ocuoBi забезпечують простоту роатзаид, впсоку снсргоефектившсть, хорошу роздшьну здатшсть та селектившсть втирювань параметр1в доелвджу-ваних об'ектав [5,6].
Переважиа бшышеть втпрювалышх иеретво-рювач1в 1мпедансу базуються на двох методах гальваностатичному та потенцюстатичному. В галь-
ваностатичному метод1 информативною величиною втирювального 1мпедансу с часова залежшеть мит-тевого значения напруги Vz (¿) на доследжуваному двополюснику при наперед задашй модуляци струму через нього. Натомкть, информативною величиною потешцостатичного методу с часова залежшеть миттевого значения Iz (£) струму при заданш модуляци иапруги. Гальваиостатичиий метод втпрю-вального перетворення використовують переважно при доследженш двоиолюснишв з низькими значениями 1мпедансу, а потенцюметричний навпаки, з високими значениями 1мпедансу.
Ведбуваеться штенсивний розвиток втпрюваль-них перетворювач1в пристроТв 1мпсдансно! спектро-скопи [7,8]. Визначалышми серед них с квадратурш детектори з штегруванням вихедних напруг, яш слугують шформативними сигналами активно! та реактивно! складових 1мпедансу об'екту доследже-ння. зокрема 1мпедансу досл1джуваного матер1алу [9,10].
В дан1й робота представлен! результата! розроблешш та модельного дослщження втпрювального перетворювача 1мпедансу з використаппям методу чотиритактного детектуванням сигналу. На ввдмшу
Вшкирювальш перетворювач1 ¡мпедансу з чотиритактним детектуванням сигналу
03
В1д традицшного двотактного штегрування, чотири-тактне штегрування сигналу дозволяе суттево спро-стити схеми перетворювач1в потенцюстатичного методу. Таке спрощення досягаеться безиосередшм ш-тегруванням миттевого значения Iz (t) струму без використання промЬкних каскад1в сигнального пе-ретворення. Наведет в робота дослщження викори-стовують методы SPIGE моделювання [11,12].
1 Аналоговий тракт вим1рю-вальних перетворювач1в iM-педансу
Основными вузлами аналогового тракту вимь рювальних перетворювач1в !мпедансу е вхщне коло, що забезпечуе необхщну взаемодпо з об'ектом дослщження, синхронный квадратурный детектор та штегратор чи фшьтр шформативних сигн&тв активно!" та реактивно! складових !мпедаису об'екту дослщження.
Найпросташий вар1ант вхщного кола (рис. 1, а) аналогового тракту мктить лише задаюче джере-ло напруги SG, що формуе напругу активацп VS, дослщжуваний двополюсник Zx та допом!жний резистор Ri, падшия наируги на якому служить шформативною величиною втпрювального пере-творення. Проблемою такого вхщного кола е влив падшня напруги на резистор! RI на режим роботи вхщного кола. Onip резистора Ri, а вщтак i падш-ня напруги на ньому, повииш бути мппхпзованими. Однак, таке рпнення прнзводить до зменшення ам-шптуди шформативного сигналу, а вщтак, точноста вим1рювального иеретворення. Вир!шення ще! проблемы передбачае використання транс1миедансного перетворювача на оиерацшному пщсилювач! OA (рис. 1, б). Вхщний onip такого транампедансного перетворювача прямуе до нуля, а вихщна напруга визначаеться добутком Vz = Iz ■ Ri-
a)
6)
коефщ1енту передач! IKy| = 1), вихщш напруги якнх почергово перемнкаються комутаторами SW\, SW2 та усереднюються вузлами В загаль-
ному, усереднення може зд1йснюватпся цифровыми методами, штегруванням чи низькочастотним фшьтруванням. В дан1й схем! усереднення здшсню-ють !нтеграторамн INT\, INT2. Ix вихщш напруги Vre та Vim е активною та реактивною складо-вими шформативного сигналу !мпедансу. Знаков! функцп активно! Are (i) та реактив но! А1м (t) складових формуються, вщповщно, джерелами SQre та SQim- Фази вихщиих !миульс1в цих джерел зм1щен! на W2.
2
Рис. 2. Схема квадратурного детектора
Принцип чотиритактного ш-тегрування сигналу
Рис. 1. Вхщш кола втпрювальних иеретворюват1!в !мпедансу
Схема квадратурного детектора наведена на рис. 2. Принцип функцюнування схеми полягае в синхронному двотактному детектуванн1 вхщно! напруги Уг, яка формуеться вже розглянутими вхь дними колами втпрювальних перетворювач1в. Для реатпзацп двотактного детектування формують ш-версн1 (на операцшному пщсилювач! ОА\) та не ш-верст (на ОА2) розв'язуюч1 повторювач1 (з модулем
На вщмшу вщ внще розглянутого двотактного детектування, чотиритактне детектування дозволяе унпкнутп иром1жних перетворювач1в сигналу, що забезпечуе суттеве спрощення схеми втпрювальних перетворювач1в. Таке спрощення досягаеться безпосередшм штегруванням миттевого значения (£) струму без використання квадратурного детектора.
Суть принципу чотиритактного штегрування сигналу полягае у формуванш чотирьох шформатив-них сигнатв, зокрема напруг Уд2, Уцз та
Уц4 (рис. ), кожна з яких вщповщае результатам штегрування у вщповщних чотирьох тактах (чверть-перюдах) сигналу активацп. Знаков! функцп AQ1 (£), AQ2(t), AQ3(t), AQ4(t), що визначають Ш сигналы, ыриймають значения 1 в штервалах часу:
Ая1 (г) = 1при г = [0...Я-/2];
Ая2(г) = 1пр и* = [п/2...п]; Адз(г) = 1при г = [Я-...3Я-/2]; аЯ4 (г) = 1 при г = [з^/2...2^].
В шпп штервали часу ц1 знаков! функцп приймають значения 0.
1нформативш сигналы, зокрема, напруги активно! уяе та реактивно!" Уш складових формують
операцшми додавання та вадншашш числових зна-чень вшцезгаданих чотирьох напруг:
Vre = Vq1 + Vq2 — VqS — Vq4;
Vim = Vqi — V02 — VqS + V.
*Q4.
Безпосередне штегрування струму дозволяе суттево спростити схемну роатзацпо перетворювача та процес його подальшого катбрування. Представля-еться можлнвнм роатзувати весь сигналышй тракт вихйрювача 1мпедансу на единому штегратор! без використання шших вузл1в перетворювача. Схема такого перетворювача мшить лише один операщй-ний пщсилювач та один конденсатор (рис. 3). а шформативш сигнали - вихщш напруги VQз та, формують послщовно, вщповщним набором 1мпульав керування Тв^ ТБ^ Твз та ТБ4".
f'K / 2 рЪ
VQ1 = KQ\ Iz (t)dt; VQ2 = KQ\ Iz (t)dt;
■J 0 JK/2
,-3ъ/2 ,-2ъ
VqS = Kq Iz (t)dt; VQ4 = KQ Iz (t)dt,
J-л JS-K /2
6 очевидным, що при необхщностг зокрема при високих вимогах щодо швидкодп сигнального пере-твореппя чотиритактпе штегрування можна прово-дити чотирма схемами з паралелышм штегруван-ням (рис. 4).
IvpiM того, на вщмшу вщ схеми з послщовним штегруванням, схема з паралелышм штегруванням дозволяе формувати сигнали з вищою завадоспй-к1стю чи вищою чутливктю до малих сигнатв. Це досягають штегруванням на протяз1 декшькох по-слщовних порюд1в без обнулпшя в цих перюдах.
де Kq - коефщент вим1рювального перетворення, Iz (t) миттеве значения струму через дослщжуваний двополюсник.
Рис. 3. Схема та керукга сигнали вихйрювального
перетворення з чотиритактним послщовним штегруванням
Такий спосйб сигнального перетворення забезпечуе суттев1 переваги. Як це вже було вщзначе-но, першою з них е можливкть безпосереднього штегрування шформативного струму через досль джуваний двополюсник в перетворювачах потенщ-остатичного типу. Другою перевагою е можливкть роатзацГ! тестових метод1в шдвищення точноста ви-хйрювання, в ход1 яких формують сигнали з пыними комбшащями напруг та Це, в
свою чергу, дозволяе роатзувати принцип надли-шковоста сигнатв, використовуючи який прсдстав-ляеться можлнвнм проводити перев1рку катбрува-ння сигналышх тракпв та компенсацпо !х дрейфу нуля.
Рис. 4. Схема та Kopyioni сигнали втпрювального перетворення з чотиритактним паралелышм штегруванням
3 Модельш дослщження перетворювача з чотиритактним штегруванням сигналу
Параметричний анатз втпрювальних перетво-рювач1в !мпедансу будемо проводити за величиною спотворення д1аграм Найквшта, використовуючи методи SPICE моделювання [13]. Такий анатз доцшьно проводити на приклад! елементарного RC двополюсника з характерною частотою, яка знахо-диться на моли частотного д1апазону втнрюван-ня !мпедансу. На щй характершй частот! активна Zre та реактивна Zim складов! !мпедансу зр1вню-ються Zre(fo) = Zim(fo)- Зокрема, для частоти f0 = 0,1 МГц параметры RC кола можуть бути на-ступними: Rx = 1 кОм, Сх = 1,591 нФ. Частотш залежносп активно! Re та реактивно! Irii складових !мпедансу та д1аграма Найквшта такого RC кола з характерною частотою f0 = 0,1 МГц наведет на рис. , де Re(^(1)) та 1ш(У(1)) - вщповщно, активна Re та реактивна Irii складов! напруги у вузл1 I V(1), а.и. - arbitrary units (умовш одинищ).
Вимлрювалып перетворювач! 1мпедансу з чотиритактним детектуванням сигналу
65
Рис. 5. Частотш залежност1 активно! Re та реактивно! - Im складових 1мпедансу та д!аграма Найкв1ста RC кола з характерною частотою fo ~ 0,1 МГц
SPICE модель (схема замщення) вим1рюваль-ного иеретворювача з чотиритактним паралельним штегруванням представлена на рис. 6. Схема пере-творювача ьястить:
- задаючий генератор ¡мпульсного сигналу Vf,
- об'ект дослщження ¡мпедансу у вид! Rx Сх ланки з характерною частотою fo ~ 0,1 МГц {Rx~lE3, Сх - 1.591Е-9);
- ключ1 SW1, SW2, SW3 та SW4, яи керуються в1дпов1дними 1мпульсами напру г VS1, VS2, VS3 та VS4;
- штегратори на операцшних шдсшповачах XI, Х2, ХЗ та Х4.
Джерела Vepl, Veml, Vep2, Vem2, Vep3, Vem3, Vep4, Vem4 представляють в1дпов1дш кола живле-ння операцшних шдсилювач!в. Резистори Rl, R2, R3, R4 забезпечують стабшзацио кола зворотно-го зв'язку операцшних шдсилювач1в на постшному струм1.
Рис. 6. SPICE схема перетворювача з чотиритактним штегруванням
Спершу розглянемо точшсть сигнального пе-ретворення в реальному BapiaHTi без врахування
частотних та фазових обмежень операцшних шдси-лювач1в. В основному така вдеашзащя передбачае використання модел1 з безмежно великим значениям ширини смуги пропускания GBW (Gain Band Width) ^ гс операцшного тдсилювача. Приклади результате досл1дження сигнал1в вим1рювального перетворювача на ochobI вищенаведеноТ SPICE схе-ми замщення при GBW ^ гс представлен! на:
- рис. та рис. при Rx ~ 1ЕЗ, Сх ~ 0, (в1дсутшсть реактивно! складово! 1мпедансу);
- рис. та рис. при Rx ~ 1ЕЗ, Сх ~ 1.591Е-9 (двополюсник з характерною частотою fo ~ 0,1 МГц).
Струм через досл1джуваний двополюсник представлений величиною Iа напруги керування ключами - величинами V(4) V(20), V(21), V(22). Вшадш напруги чотиритактного штегрування формуються, в!дпов!дно, у вузлах 6, 10, 14 та 18: Vq\ = V(6), Vq2 = V(10) , Vqs = V(14) та VQ4 = V(18).
а) б)
Рис. 7. Епюри напруг в колах TS\ (а), TS2 (б) при
Rx - IE3, Сх - 0, GBW ^ гс
1.5Е-03 1.0Е-03 5.0Е-04 0.0Е00 -5.0Е-04 -1.0Е-03 -1.5Е-03
-N. I(Vi), А
/ \ / \
V У V 7
Time, s Time, s
0.0Е00
1.0Е-05
2.0Е-05 0.0Е00
1.0Е-05
6.0Е00 4.0Е00 2.0Е00 0.0Е00 -2.0Е00 1.0Е00 0.0Е00 -1.0Е00 -2.0Е00 -3.0Е00 -4.0Е00
V(21), V V(22), V
Time, s Time, s
О.ОЕОО 1.0Е-05 2.0Е-05 0.0Е00 1.0Е-05
V(18), V
-V(14), V
\
S3
Time, s
2.0Е-05
2.0Е-05
Time, s
О.ОЕОО 1.0E-05 2.0E-05 О.ОЕОО 1.0E-05 2.0E-05
а) б)
Рис. 8. Епюри напруг в колах TS3 (а), TS4 (б) при
Rx - IE3, Сх - 0, GBW ^ гс
1.5Е-03 1.0Е-03 5.0Е-04 0.0Е00 -5.0Е-04 -1.0Е-03 -1.5Е-03 6.0Е00 4.0Е00 2.0Е00 0.0Е00 -2.0Е00 8.0Е00 6.0Е00 4.0Е00 2.0Е00 0.0Е00 -2.0Е00
L I(Vi), А/Г
1 /
IkTinie, s
0.0Е00
0.0Е00
1.0Е-05 V(4), V
L I(Vi),A/f I
\i /
4
ft Time, s
Time, s
1.0Е-05 2.0Е-05 0.0Е00
-V(6), V
Time, s
0.0E00
1.0E-05
a)
V(20), V
Time, s
1.0E-05
V(10),V
Time, s
2.0E-05 0.0E00
1.0E-05
6)
1.5E-03 1.0E-03 5.0E-04 0.0E00 -5.0E-04 -1.0E-03 -1.5E-03
6.0E00
4.OEOO
2.0E00
-IA/i\ Г \i
JiTiine, s
-l(Vi) P
/
\ 1/ \ /
ч г 4 r
p^/f liTime, s
O.OEOO
1.0E-05
2.0E-05 O.OEOO
0E-05
0E00-0E00
V(21), V
-2. 2.0E00
Time, s
V(22), V
O.OEOO
1.0E-05
2.0E-05 O.OEOO
1.0E-05
Time, s 2.0E-05
O.OEOO •2.0E00
-4.OE00 -6.0E00
-8.0E00
-V(14), V
Time, s
■V(18),V
"ХУ
Time, s
O.OEOO
1.0E-05
2.0E-05 O.OEOO
1.0E-05
a)
6)
розраховувалися за формулами:
VRE = -V(6) - V(10) + V(14) + V(18); -VIM = -v(6) + У(10) + У(14) - V(18).
2.0E-05
2.0E-05
Рис. 9. Еиюри напруг в колах TSi (а), TS2 (б) при Rx = 1ЕЗ, Сх = 1.591Е-9, GBW ^ то
а)
б)
2.0Е-05
2.0Е-05
Рис. 11. Епюри напруг результуючих сигнатв при Rx = 1ЕЗ, Сх = 1.591Е-9, GBW ^ то (а), GBW = 1Е6 (б)
Шдгворджонням короктносп методу чотиритактного штегрування та алгоритму розрахунку шформативних сигнал1в е piBHicTb напруг Vre = Vim наприкшщ кожного з перюд1в сигналу активацп двополюсника, характерна частота якого f0 сшвпадае з частотою сигналу активацй'. Як це вже ввдзначалося, на щй характершй частот! активна Zre та реактивна Zim складов! !мпедансу зр1вню-ються ZRE(fo) = ZIM(fo)•
Рис. 10. Еиюри напруг в колах ТБ3 (а), ТБ4 (б) при Дх = 1ЕЗ, Сх = 1.591Е-9, вВ\¥ ^ то
Можна бачити, що при наявноста в доелвджу-ваиому двополюснику реактивно! складово! !мпо-дансу (типовий випадок !мпедаисиих досл1джеиь) в сигнальному каш спосторпаються паразитш затуханий автоколивш процеси. Причиною вказаиих процойв с коротш !нтервали часу м1ж тактами ш-тегруваиия, в яких вхвдне коло переходить в стаи розмикання струму, а в1дтак, ноконтрольованого росту напруги. Уникнути такого можна иезиачиим перекриваииям такт1в, що унеможливлюе роз1мкне-ний стан цього кола.
Два типов! приклади подалыного числового перетворення сумуванням та вщшманням вщповвдних результате чотиритактним штегруванням (Rx = 1ЕЗ, Сх = 1.591Е-9) наведеш на рис. , а при СВ\¥ ^ то та рис. , б при СВ\¥ = 1Е6. 1нтегрування проводилося на протяз1 двох иоркдщ. Результуюч1 напруги VRE та VIм, яы е шформативними складо-вими активно'! та реактивно! складових !мподансу
Рис. 12. Залежноси вихвдних напруг вим!рювалы1а го перетворювача з чотиритактним штегруванням ввд
Така р1вн1сть напруг мае мшце при СВ\¥ ^
то
стик опоращйних шдсилювач!в (рис. 11а). Нато-мшть, при врахуваин! цих частотних характеристик, зокрема, при СВ\\Т 1Е6 (рис. 116) спо-стер1гаються суттев1 розходження !нформативних сигнал!в. К!льк1сн! характеристики такого розходження при чотиритактному штогруванш оцппоють
Виьпрювальш liopoTiiopioiia'ii ¡миедаису з чотиритактиим дотоктувашшм сигналу
67
наведеними на рис. залежностями Vre та, Vim ввд ширини смуги пропускания оиерацшних шдсилюва-4iB GBW. '
Висновки
Представлсш результата розроблення та модельного доелвдження втпрювального перетворювача 1мпедансу з використанням методу чотиритактного детектування сигналу. Суть принципу чотиритактного детектування сигналу полягае у формуванш чотирьох шформативних сигнатв, зокрема напру г Vqu Vq2-, Vq3 та Vq4, кожна з яких ввдиоввдае результатам штегрування у ввдповвдних чотирьох тактах (чверть-иерюдах) сигналу активацй'. Знаков! функци ÄQ1(t), ÄQ2(t), Aq3(t), ÄQ4(t), що визнача-ють u;i сигнали. приймають значения 1 в штервалах часу: AQi(t) = 1 щш t = [0..л/2\, AQ2(t) = 1 при t = [к/2...-к\, ÄQ3(t) = 1 щи t = [к...3^/2]; Ä-Q4(t) = 1 ПРИ t = [3^/2...2^]. В innii штервали часу щ зиаков1 функци приймають значения 0. 1н-формативш сигнали втирювалыгого перетворення 1миедансу напруги активно! Vre та реактив но! Vim складових формують операщями додавання та в1д-шмання числових значень вигцезгаданих чотирьох напруг: VRE = VQ1 + VQ2 - VQ3 - VQr, VIM = Vgl — Vq2 — VQ3 + Vq4.
Ha ввдмшу ввд традищйного двотактного детектування. чотиритактне детектування дозволяс уникнути промЬкних исретворювач1в сигналу, що забезиечус суттсве спрогцення схеми втпрювалышх перетворювач1в 1мпедансу. Таке сирощення досягас-ться безпосередшм штегруванням миттсвого значения Iz (t) струму без використання квадратурного детектора. Представлясться можливим роатзува-ти весь сигналышй тракт втирювача 1мпедансу на единому iiiTcrpaTopi без використання iiinnix вузл1в перетворювача.
Представлен! в робота моделыи дослщження та параметричний анатз базуються на метода розра-хунку з використанням Tl'arisierit анал1зу SPICE моделей, в результат! якого визначають активну Zre та реактивну Zim складов! вим1рюваного 1миедансу для фактичних параметр1в сигнал1в та елементно! бази схеми перетворювача. Отримаш залежноста вихвдних иапруг втпрювального перетворювача з чотиритактиим детектуваииям ввд ширини смуги робочих частот GBW оиеращйних шдсилювач1в до-елвджувано! схеми.
Отримаш результата! мають важливе значения для Biipinieiiira проблем розроблення нового поко-лшня мщюелектрошшх 1оТ сенсорних иристрот на основ! метод1в 1мпсдансно! сиектроскопи. Акту-алышми сферами застосування таких сенсорних пристрош с матер1алознавство. бктм1я. приладобу-дування. авкяика. еколопя тогцо.
References
[1] Vormosan O. and Frioss P. ("2013) Internet, of Things: Converging Technologies for Smart Environments and Integrated Ecosystems, River Publishers, 363 p.
[2] Yoshimatsu T.. Tsuda N. and Yamada .1. (2016) Signal processing for distance measurement using laser voltage fluctuation due to self-coupling eifect. 2016 10th International Conference on Sensing Technology (1CST). DOl: 10.1109/icsenst.2016.7796306
[3] Holyaka R. and Kostiv N. (2011) Energy-eflicient signal converter of thermocouple, temperature sensors. lnformatyka, Automatyka, Pomiary, no. 4. pp. 26-28.
[4] Hajimorad M.. Alhloul S.. Mustafa H.. So M. and Oswal H. (2016) Application of polypyrrole-based selective electrodes in electrochemical impedance spectroscopy to determine nitrate concentration. 2016 IEEE SENSORS. DOl: 10.1109/icsens.2016.7808592
[51 Gajasinghe R. W RL. Tigli O.. Jones M. and Ince T. (2016) Label-free tumor cell detection and diilerentiation based on electrical impedance spectroscopy. 2016 IEEE SENSORS. DOl: 10.1109/icsens.2016.7808466
[6] Hong B.. Sun A.. Pang L.. Venkatesh A.. Hall D. and FAIN MAN Y. (2016) Integrated biosensor for simultaneous detection by surface plasmon resonance and Faradaic electrochemical impedance spectroscopy. Conference on Lasers and Electro-Optics. DOl: 10.1364/cleo_at.2016.jw2a.ll3
[7] .lun-Rui Z.. Nanolab LA. and Mazza M. (2016) Low-energy biomarker detection through charge-based impedance" measurements. 2016 IEEE SENSORS. DOl: 10.1109/icsens.2016.7808744
[8] Kamat D.K. and Patil P.M. (2016) Multi-frequency and multi-segment bio-impedance measurement using tetrapolar electrode setup. 2016 2nd International Conference on Control Science and Systems Engineering (1CCSSE). DOl: 10.1109/ccsse.2016.7784380
[9] Mankovskyy S. and Mankovska E. (2016) Symbolic model of the quadrature detector. 2016 13th International Conference on Modern Problems of Radio Engineering, Telecommunications and Computer Science (TCSET). DOl: 10.1109/tcset.2016.7451978
[10] Culurciello E.. Montanaro H. and Kim D. (2009) Ultralow Current Measurements With Silicon-on-Sapphire Integrator Circuits. IEEE Electron Device Letters, Vol. 30. Iss. 3. pp. 258-260. DOl: 10.1109/led.2008.2010564
[11] Sandler Steven and Hymowitz Charles. (2006) SPICE Circuit Handbook. The McGraw Hill. - 362 p. DOl: 10.1036/0071468579
[12] MICRO-CAP (2014) Electronic Circuit Analysis Program. Spectrum Software., 8 p.
[13] Barylo G. 1.. Holyaka R. L.. Prudyus 1. N. and Fabirovskyy S. E. (2017) Technique of increasing the impedance measuring transducers accuracy at inharmoni-ousness signals. Visn. NTUU KP1, Ser. Radioteh. radi-oaparatobuduv., no. 70. pp. 30-36. (in Ukrainian)
68
Barylo G. I., Holyaka R. L., Prudyus I. N., Fabirovskyy S. E.
Измерительные преобразователи импеданса с четырехтактным детектированием сигнала
Барыло Г. И., Голяка Р. Л., Прудиус И. Н., Фабировский С. Е.
Работа посвящена проблемам разработки сенсорных устройств на основе методов пмпедансной спектроскопии. По сравнению с другими методами физических исследований устройства импедансной спектроскопии обеспечивают простоту реализации, высокую энергоэффективность, хорошую разрешающую способность и селективность измерений параметров исследуемых объектов. Представлены результаты разработки и модельного исследования измерительного преобразователя импеданса с использованием метода четырехтактного детектирования сигнала. В отличие от традиционного двухтактного детектирования, четырехтактное детектирование сигнала позволяет существенно упростить схемы преобразователей. Такое упрощение достигается непосредственным интегрированием мгновенного значения lz (t) тока без использования промежуточных каскадов сигнального преобразования. Проведенные модельные исследования и параметрический анализ базируются на методе расчета с использованием Transient анализа SPICE моделей, в результате которого определяют активную Zre и реактивную Zim составляющие измеряемого импеданса для фактических параметров сигналов и элементной базы схемы преобразователя. Представлены зависимости выходных напряжений измерительного преобразователя с четырехтактным детектированием от ширины полосы рабочих частот операционных усилителей. Полученные результаты имеют важное значение для решения проблем разработки нового поколения микроэлектронных сенсорных устройств концепции Интернета Вещей на основе методов импедансной спектроскопии, в частности, в области материаловедения, биохимии, приборостроения, авионики, экологии и др.
Ключевые слова: импедансная спектроскопия; сигнальные преобразователи; Интернет вещей; SPICE моделирование
Impedance measurement front-end based on signal four-phase detection
Barylo G. I., Holyaka R. L., Prudyus I. N., Fabirovskyy S. E.
Internet of Things (IoT), a new direction in information and communication systems, has a significant impact on the development of novel electronics devices. Further progress in the field of IoT devices is conditioned by the development of sensor devices, and in particular, analog front-ends and
signal converters for IoT sensors. High sensitivity and wide range applications of IoT sensors can be achieved by methods of impedance spectroscopy. Compared with other methods of physical research, impedance spectroscopy and based on it IoT sensor devices provide ease of implementation, high energy efficiency, good resolution and selectivity. In this paper, we present results of the development and model study of the impedance measuring transducer using the four-phase signal integration method. The implementation of impedance spectroscopy assumes a transition from frequency plots to plots on the complex plane, called as Nyquist plots. The data obtained in this paper are based on the SPICE (Simulation Program with Integrated Circuit Emphasis) model studding methodology, which compares small signal Alternative Current Analysis with large signal Transient Analysis. During the Alternative Current Analysis, Nyquist impedance plot are obtained in the idealized case, and during the Transient Analysis the active Re Z value and reactive Im Z impedance components are calculated for the actual parameters of the measuring transducers and the form of the activating signals. We have proposed a new solution of the impedance measuring transducer based on the four-phase signal commutation and integration method. This method consists in the formation of four informative signals, namely, the voltages Vqi, Vq2, Vq3 ta Vq4, each of which corresponds to the integration results in the corresponding four phases of the activation signal. In these phases, or time t, the sign functions Aqi (t), Aq2(t), Aq3(t), AQ4(t) of synchronous detections are used: Aqi(t) = 1 at t = [0...^/2]; Aq2 (t) = 1 at t = [^/2...%]; AQ3(t) = 1 at t = [^...3^/2]; AQ4(t) = 1 at, t = [3^/2... In other time these sign functions are equal 0. Output signals of the impedance measuring transducer, namely, voltages of active Vre and the reactive Vim components are formed by adding and subtracting the numerical values of the above four voltages: Vre = Vqi + Vq2 — Vq3 — Vq4; Vim = Vqi — Vq2 — Vq3 + Vq4. The main units of the impedance measuring analog front-end are a synchronous quadrature detector and an integrator or filter. In comparison to traditional two-phase detection, four-phase detection we have proposed allows avoiding intermediate signal transducing, which provides a significant simplification of impedance measuring transducing. This simplification is achieved by directly integrating the instantaneous value of the Iz (t) current. Important dependences of the measuring transducer output voltages with four-phase integration on the operational amplifiers bandwidth are obtained. Results presented in the article are important for developing a new generation of microelectronic IoT sensor devices based on impedance spectroscopy methods. Main areas of application of such sensor devices are materials science, biochemistry, instrumentation, avionics, ecology, etc.
Key words: impedance spectroscopy; signal front-end; Internet of Things; SPICE simulation
