Исследование алгоритма режекции пассивных помех в системах синхронизации Текст научной статьи по специальности «Электротехника, электронная техника, информационные технологии»

Г

Системы телекоммуникации, устройства передачи, приема и обработки сигналов

УДК 621.396.6

А. Г. Вострецов, А. С. Павлов

Новосибирский государственный технический университет

Исследование алгоритма режекции пассивных помех

1

в системах синхронизации1

Исследовано влияние ширины зоны и числа центров режекции пассивных помех, используемых в качестве параметров известного алгоритма синхронизации, на точность синхронизации и величину энергетических потерь полезного сигнала. Приведены результаты имитационного моделирования, даны рекомендации по выбору параметров.

Алгоритм синхронизации, алгоритм режекции, многолучевое распространение, пассивная помеха, обнаружение широкополосного сигнала

Разработанные и исследованные в [1], [2] алгоритмы синхронизации и режекции помех при обмене данными между быстродвижущимися объектами в условиях действия пассивных помех, обусловленных многолучевым распространением сигнала, показывают свою высокую эффективность, однако наилучшие характеристики системы связи возможно обеспечить только при оптимально выбранных параметрах алгоритмов.

Целью настоящей статьи является представление результатов исследования алгоритма синхронизации с режекцией пассивной помехи и определения рабочих параметров алгоритма.

Формат сигнала и алгоритм синхронизации. В системе связи используется пакетная передача данных с временным разделением каналов связи [3]. Временной слот, выделенный каждому пользователю для передачи данных, разбивается на два временных интервала Тс и Ти. В пределах интервала Тс происходит синхронизация источника и приемника, а в течение Тп - выполняются передача и прием полезной информации.

Синхронизирующий сигнал с комплексной огибающей £ (^) передается в течение интервала времени Тс с (рис. 1) и представляет собой высокочастотный сигнал, фазомоду-лированный М-последовательностью. Защитный интервал Л^ предназначен для оценки

Рис. 1

1 Работа выполнена при частичной поддержке РФФИ (грант № 08 - 01 - 00031). © Вострецов А. Г., Павлов А. С., 2009

неизвестных характеристик шума при приеме, а интервал At32 - для исключения интерференции в точке приема отраженного от подстилающей поверхности синхросигнала и информационного сигнала, передаваемого в пределах интервала Ти. Защитный интервал

At32 предназначен для предотвращения попадания отраженного от постилающей поверхности сигнала в следующий временной слот.

Модель наблюдаемого процесса. В качестве наблюдаемого на входе приемника процесса принята комплексная огибающая х (t) аддитивной смеси полезного сигнала, пришедшего по "прямому" лучу, сигнала, отраженного от подстилающей поверхности и местных предметов, и "белого" гауссовского шума с неизвестной дисперсией, обусловленного действием собственных шумов приемника и диффузной составляющей помеховых сигналов.

Комплексная огибающая синхронизирующего сигнала ^ (t) может быть представлена в виде £и (t) = Асsэ (t -тз с ) ехр | j ( + ус , где Ас - априори неизвестная амплитуда нормированного по энергии сигнала; sэ - известный нормированный по энергии сигнал; тз с

- временное запаздывание полезного сигнала, обусловленное задержкой распространения; УД

- доплеровский сдвиг частоты "прямого" сигнала; ус - неизвестная начальная фаза сигнала. Отраженный от подстилающей поверхности сигнал представим в виде

Р1 (t) = Ап^ (t - хз п ) ехР [./' (Д п + ^И )] , где Ап - неизвестная амплитуда помехи; тз п - время задержки помехи относительно полезного сигнала; УД п - допплеровский сдвиг частоты отраженного сигнала (помехи);

- неизвестная начальная фаза помехи.

Алгоритмы синхронизации и режекции пассивной помехи. В настоящей статье представлены результаты исследования алгоритма, предложенного авторами в [1]. Согласно этому алгоритму формируются выборки x = |..., Хх^ |, Ых = Лt3l|Ах, и

у = | У1, ..., уху |, Ыу =(Тсс +Л^2 У Ах, из отсчетов огибающей наблюдаемого процесса

х (t), взятых с периодом дискретизации Ах, в пределах интервалов Л^ и Тс с + Л^2 соответственно. Решающее правило алгоритма обнаружения имеет следующий вид:

ф(^У)=

У, S

/2

^ р (x, у )= :,',2/ > с (а); (1)

11x1121 |»|Г/С 2k) (1)

0, ^ (^ у )< С (а),

где S - опорный вектор; (•, •), 1Н1 - скалярное произведение векторов и норма вектора в комплексном евклидовом пространстве соответственно; С (а) - пороговая константа, зависящая только от заданного уровня вероятности ложной тревоги а и определяемая как квантиль уровня 1 - а распределения Фишера с 2 , 2k степенями свободы.

2

Опорный вектор S = S - Рг^ (S) составлен из отсчетов разности комплексной огибающей полезного сигнала и его проекции на пространство LP, натянутое на совокупность векторов ^1: ^1 = {<$£/ = £э (ктс -тз с -£/), к = 1, Ny |, / = 1, L , где - центры

режекции - значения времен задержки, для которых обеспечивается полное подавление отраженного сигнала; L - число центров режекции.

Оценка временного положения синхронизирующего сигнала проводилась в два этапа. На первом этапе решалась задача обнаружения всех принятых сигналов, на втором этапе оценивалось временное положение сигнала, пришедшего первым из числа превысивших пороговое значение С (а) на предыдущем этапе. С целью снижения вероятности ложных срабатываний алгоритма на втором этапе при принятии решения о временном положении синхросигнала использовались только первые N = 2 сигнала, имеющих наибольшие значения статистики F (х, у) в (1).

Параметры моделирования. При имитационном моделировании процесса синхронизации формировалась комплексная огибающая х (^), состоящая из огибающих полезного и отраженного сигналов с амплитудами А и Ап и "белого" гауссовского шума. Амплитуда помехи принималась равной амплитуде полезного сигнала Ап = Ас, величина до-плеровского сдвига составляла ^ = 0.005^ (^ - несущая частота). Частота дискретизации наблюдаемого процесса выбрана равной Ах = 1/Af (А/ = 32 МГц - полоса пропускания приемника), моменты взятия отсчетов в приемнике не синхронизированы с передатчиком. Начальные фазы сигнала и помехи моделировались в соответствии с равномерным распределением на интервале [ 0; 2 л) и оставались неизменными в пределах одной реализации наблюдаемого процесса. Центры режекции выбирались в соответствии с выражением

% = {$/ =Л + (/- 1)у, / = 1, L},

где Л - временное положение первого центра режекции, а V - шаг следования центров режекции, выраженные в долях периода дискретизации Хд .

Результаты моделирования. Полученные результаты представлены на рис. 2-5. На рис. 2 представлена зависимость степени подавления пассивной помехи У от времени ее запаздывания хз п е [0.15, 12], выраженного в долях периода дискретизации. При моделирова-

У, дБ

200

100

ш

и

6

Рис. 2

У, дБ

200 -

100

6

Рис. 3

0

0

3

9

3

9

%

х

з п

з п

нии использовались следующие параметры алгоритма: Л = 1, V = 1, L = 10. Анализ результатов позволяет сделать вывод о том, что значительное ^ > 200 дБ) подавление помехи достигается только при точном совпадении времени запаздывания помехи тз п с временным положением одного из центров режекции. В противном случае степень подавления помехи Y уменьшается до 20...60 дБ. При нахождении помехи вне зоны режекции (тз п е [11, да)) подавление существенно снижается и не превышает 1 дБ. Энергетические потери полезного сигнала не зависят от величины времени запаздывания помехи тз п и составляют ¥ = 2.64 дБ .

Уменьшение шага между центрами режекции до V = 0.5 и увеличение их количества до L = 19 (рис. 3) позволяет значительно повысить степень подавления помехи между центрами режекции ценой увеличения энергетических потерь полезного сигнала на 0.41 дБ (¥ = 3.05 дБ) .

Результаты моделирования процесса синхронизации при Л = 1, V = 0.5, L = 19 представлены на рис. 4 и 5, где А и ас с - среднее значение и среднеквадратическое отклонение ошибки оценивания временного положения синхронизирующего сигнала соответственно. На рисунках результаты моделирования с использованием алгоритма режекции пассивной помехи обозначены штриховой линией, без использования - сплошной. Из рисунков видно, что режекция помехи позволяет существенно (до половины периода дискретизации) снизить погрешность оценки временного положения синхронизирующего сигнала. При расширении зоны и увеличении числа центров режекции помехи энергетические потери полезного сигнала возрастают. Так, при значениях параметров L = 254, Л = 1, V = 1 энергетические потери сигнала составляют ¥ = 3.32 дБ , в то время как при L = 508 , Л = 1, V = 0.5 они возрастают до ¥ = 6.32 дБ .

Таким образом, в результате исследования алгоритма синхронизации и режекции установлено, что режекция помехи значительно повышает точность оценки временного положения синхросигнала, однако при этом имеют место энергетические потери полезного сигнала. Ширину зоны и число центров режекции следует выбирать, исходя из заданной точности оценки и допустимого уровня энергетических потерь сигнала.

Список литературы

1. Вострецов А. Г., Павлов А. С. Алгоритм синхронизации подвижных цифровых радиосистем передачи информации при наличии мешающих отражений // Науч. вестн. НГТУ. 2009. № 2. С. 22-32.

2. Павлов А. С. Исследование характеристик приема сигналов в радиотехнических системах передачи данных между быстродвижущимися объектами // Науч. вестн. НГТУ. 2009. № 3. С. 43-53.

3. Скляр Б. Цифровая связь. Теоретические основы и практическое применение / пер. с англ. М.: Вильяме, 2004. 1104 с.

A. G. Vostretsov, A. S. Pavlov Novosibirsk state technical university

Rejection method investigation for multipath interference in timing recovery systems

The bandwidth and the number of disturbance rejection centers influence on timing recovery error and energy loss of desired signal are analyzed in this work. Its simulation results are given. Recommendations on choosing rejection algorithm parameters are provided.

Timing recovery method, rejection method, multipath fading, multipath interference, wideband signal detection

Статья поступила в редакцию 22 мая 2009 г.

УДК 551.501.81: 621.391

Г. С. Нахмансон, А. В. Васильев

Военный авиационный инженерный университет (Воронеж)

Оценка интенсивности импульсного пуассоновского радиоизлучения, принимаемого на фоне шума

Рассматривается прием пуассоновской последовательности радиоимпульсов квадратурным приемником на фоне шумов аппаратуры. В предположении о равномерном распределении начальных фаз и содержании в амплитудах регулярной и флуктуацион-ной составляющих найдены выражения для статистических характеристик оценок числа принимаемых импульсов в единицу времени.

Импульсное радиоизлучение, регулярная составляющая амплитуды, флуктуационная составляющая амплитуды, статистическая оценка интенсивности импульсного радиоизлучения

Вопросам обнаружения и оценивания характеристик радиоимпульсов, имеющих различную природу возникновения, в частности атмосферных радиопомех, посвящены многие работы (см., например, [1]-[3]). Однако при рассмотрении таких задач основное внимание уделялось приему потоков радиоимпульсов, амплитуды которых полагались либо детерминированными, либо случайными [2]. В то же время в реальных ситуациях амплитуды импульсных сигналов, как правило, содержат одновременно и детерминированные, и случайные компоненты. Поэтому решение задач, связанных с оцениванием интенсивности потоков радиоимпульсов со случайными начальными фазами и амплитудами, содержащими детерминированные и случайные компоненты, представляет практический интерес.

Целью настоящей статьи является оценка числа радиоимпульсов со случайной начальной фазой и амплитудой (содержащей регулярную и случайную компоненты), принимаемых в единицу времени квадратурным приемником на фоне шумов. Пусть на вход полосового фильтра приемника (рис. 1) с прямоугольной амплитудно-частотной характеристикой, центральной частотой Ш0 и полосой пропускания Ашф поступает аддитивная смесь пуассоновской последовательности радиоимпульсов и некоррелированного "белого" шума со спектральной плотностью N0 . Число радиоимпульсов п,

© Нахмансон Г. С., Васильев А. В., 2009

23