CC BY
27
УДК 621.396.967; 621.396.962
КОМПЛЕКСИРОВАНИЕ ВРЕМЕННОЙ И ЧАСТОТНОЙ РЕЖЕКЦИИ ПОМЕХ В РЛС С КВАЗИНЕПРЕРЫВНЫМ РЕЖИМОМ ИЗЛУЧЕНИЯ И ПРИЕМА СЛОЖНЫХ СИГНАЛОВ
И.Н.Жукова
INTEGRATION OF THE TIME AND FREQUENCY REJECTION IN RADARS WITH QUASICONTINUOUS MODE OF WIDE BANDWIDTH SIGNAL TRANSMISSION AND RECEPTION
I.N.Zhukova
Институт электронных и информационных систем НовГУ, Irina.Zhukova@novsu.ru
Рассматриваются радиолокационные системы с квазинепрерывным режимом излучения и приема сигналов с псевдослучайным законом амплитудно-фазовой манипуляции и двухуровневой псевдослучайной огибающей энергетического спектра. Для повышения помехоустойчивости систем предлагается комплексирование методов временной и частотной режекции пассивных помех. Исследовано изменение спектра принятого сигнала после коммутации приемного тракта. Обоснована необходимость применения временной режекции мощных отражений для восстановления формы огибающей энергетического спектра. Приведен пример моделирования обнаружения точечной цели с оценкой эффективности предлагаемых методов обработки.
Ключевые слова: амплитудно-фазоманипулированные сигналы, двухуровневая огибающая энергетического спектра, квазинепрерывный режим излучения и приема сигналов, пассивные помехи, помехоустойчивость, временная режекция, частотная режекция
In this paper, radars with quasicontinuous mode of transmission and reception of pseudorandom amplitude- and phase-shift keyed signals with bi-level structure of power spectrum are considered. The integration of the time and frequency clutter rejection is proposed to increase the clutter immunity. The change of the spectrum of the received signal after the receiver path blanking is investigated. The necessity of applying the time rejection of high-power clutter return to restore the signal spectrum envelope is shown. An example of pinpoint target detection simulation is given. The efficiency estimation of the proposed processing methods is analyzed.
Keywords: amplitude- and phase-shift keyed signals, bi-level structure of power spectrum, quasicontinuous mode of signal transmission and reception, clutter, clutter immunity, time rejection, frequency rejection
Введение
В радиолокационных станциях с квазинепрерывным режимом излучения и приема сигналов с псевдослучайным законом амплитудно-фазовой манипуляции (АФМ) [1] обеспечивается обнаружение цели с однозначным измерением дальности и скорости.
Излучаемые импульсы зондирующего АФМ сигнала отличаются друг от друга длительностью и законом фазовой манипуляции. Интервалы между излучениями импульсов не согласованы ни с просматриваемой дальностью, ни с анализируемым диапазоном доплеровских частот. Прием эхо-сигналов производится в паузах излучения.
Благодаря отсутствию периодичности, АФМ сигналы обладают кнопочной формой функции неопределенности. Отражения от подстилающей поверхности и мощных отражателей перекрываются по времени и спектру с полезным сигналом и создают на выходе многоканального по задержке и доплеровско-му сдвигу частоты корреляционного устройства обработки дополнительный к уровню шума фон помех, препятствующий обнаружению слабых сигналов. Уровень этого фона определяется уровнем боковых лепестков функции неопределенности АФМ сигнала. Увеличение базы АФМ сигнала повышает помехоустойчивость радиолокационной системы к воздействию пассивных помех. Однако увеличение длительности когерентного накопления и/или расширение спектра сигнала оказывается не всегда возможно.
Успех решения задачи обнаружения кроется в применении методов обработки, обеспечивающих полное или частичное устранение из обрабатываемого сигнала наиболее мощных помех.
Для борьбы с помехами из заранее определенного диапазона задержек, например, помехами, созданными отражениями от подстилающей поверхности в ближней зоне дальности, применяется временная режекция [2]. При временной режекции входы отдельных дальномерных каналов бланкируются на время прихода мощных мешающих импульсов. При большой протяженности помех по дальности эффективность временной режекции снижается из-за значительных потерь энергии полезного сигнала.
При распределении помех в узком диапазоне доплеровских сдвигов частоты целесообразна частотная режекция с использованием сигналов с многопозиционной фазовой манипуляцией, обладающих псевдослучайной огибающей энергетического спектра с компонентами высокой и низкой интенсивности. Метод синтеза подобных сигналов изложен в [35]. Оценка эффективности частотной режекции и методы ее повышения изложены в [6,7].
Доплеровское смещение частоты между обнаруживаемым сигналом и пассивной помехой приводит к смещению их спектров и частичному «перекрытию» спектральных компонент с высокой интенсивностью. При обработке сигналов для минимизации воздействия пассивных помех производится частотная режекция перекрывающихся спектральных компонент высокой интенсивности. В результате теряет-
ся незначительная часть энергии полезного сигнала, но вырезается значительная часть энергии мешающих отражений. Остаточный уровень помех обусловлен наличием спектральных компонент с низкой интенсивностью.
Исследование эффективности совместного применения временной и частотной режекции при обработке сигналов представляет практический интерес. Результаты моделирования изложены в настоящей статье.
Корреляционная обработка сигналов с временной и частотной режекцией помех
Комплексная огибающая зондирующего АФМ сигнала длительностью Т описывается выражением
N. -1к. -1
, ч 1
u(t )=-j=
-Jtb
II •
• rect
t-(i • kx + ix )tb
tb
0<t<T, (1)
где Wikx+ix = Xi expjik+-x), x e {1,0}, ф г.К+ч e [0,л], i=0..Nx-1, ix=0..kx-1 — код амплитудно-фазовой манипуляции, tb — длительность элементарного радиоимпульса. Длина АФМ сигнала в числе элементарных импульсах равна N = Nxkx. Длительность АФМ сигнала равна T = Ntb.
Последовательность xi определяет закон излу-
Nx -1
чения со средней скважностью Qx =Nx/1 xi фазома-
i=0
нипулированных импульсов длительностью, кратной
kxtb..
Отраженный сигнал s(t) обычно представляют линейной суммой полезного сигнала, сигнала помех и шума. Его обработка осуществляется устройством, многоканальным по задержке тт = m-tb, т = 1,2,3,.. и доплеровскому сдвигу частоты Fv = v/T, v = 0,+1,±2,...
Псевдослучайный закон амплитудной манипуляции АФМ сигнала требует при работе РЛС на одну антенну временной развязки приемо-передатчика. Бланкирование приемника на время излучения фазо-манипулированных импульсов осуществляется сигналом
Nx -1
UB(t)=I(1 - X- гес(^ ^^ i=0
(2)
Временная режекция мощных помех выполняется опционально путем бланкирования входов корреляционных каналов приемника на время прихода импульсов из заранее определенного диапазона дальностей. Для временной режекции помех из диапазона задержек т < М^ь входы дальномерных каналов тт > Мв/Ь бланкируются сигналом
MR
UR(-) = ^«б(- - т • -Ь).
(3)
m=1
Дальномерные каналы тт < М^ь, соответствующие диапазону режектируемых задержек, не бланкируются, обеспечивая возможность обнаружения сигналов с задержкой т < М^ь.
Частотная режекция помех может быть выполнена только при использовании АФМ сигналов с двухуровневой формой огибающей энергетического спек-
x
Рис.1. Функциональная схема обработки
b *
тра. Пусть функция В(ю)=^Ьг- • rect\
i=0
ю- 2nkbi/T 2%kbj T
В(ю)е{1,0}, определяет местоположение высокоуровневых компонент в спектре АФМ сигнала. bi е {1,0}, i = 0...Nb-1 —псевдослучайная двоичная последовательность со средней скважностью Qb и длиной Nb=Nxkx/kb. Параметр kb/T определяет минимальный частотный интервал с близким по значению уровнем модуля спектральной плотности. Функция, определяющая закон частотной режекции, описывается выражением
У11 Id А
Br(q)= ^[1 - В(ю-2яо/Т)],
(4)
где [v,
minv maxj
априорно известный диапазон допле-ровских сдвигов частоты режектируемого мощного сигнала.
Частотная режекция выполняется над спектром принятого сигнала. Спектр сигнала s(í) после коммутации приемного тракта и временной режекции описывается выражением
т
^(Ю) = Р(Оив(/К(/)ехр(- №. (5)
о
Спектр опорного сигнала описывается выражением
Т
U (ю) = J u(t )exp(- jrat )dt.
(6)
Произведение [^ва(ю)5а(ю)^*(ю-2л_Ру)] устраняет перекрытие по частоте канального опорного спектра с высоким уровнем спектральных компонент режектируемого мощного сигнала, обладающего априорно известным доплеровским сдвигом частоты ие[утш,утах].
Обратное преобразование Фурье над произведением [£ш(ю)Вк(ю)^*(ю - 2^„)] позволяет вычислить значения функции взаимной корреляции принятого сигнала и опорного сигнала и(/) с Fv-м частотным и всеми временными сдвигами тт = да-4, т = 0,..N - 1
|Х(ти, Fv)| =
1/2%
J ,SBR(g>)BR(G>)U *(ю- 2%Fv) expjroTm)dra
-1/2%
(7)
При = 1 в выражении (5) и 5ь(ю) = 1 выражение (7) описывает классическую корреляционную обработку.
Функциональная схема обработки с временной и частотной режекциями помех, реализующей (7), представлена на рис. 1.
Обработка сигналов реализуется в частотной области. Поэтому требуется буферизация данных (блок ОЗУ на N комплексных отсчетов на схеме рис. 1) за время приема сигналов.
Временную режекцию мощных помех целесообразно осуществить перед выполнением частотной режекции. В общем случае в каждом канале обработки может быть задан свой диапазон временной ре-жекции. Изменение диапазона временной режекции по каналам обработки позволяет существенно повысить достоверность обнаружения точечной цели по дистанции на фоне отражений от подстилающей поверхности.
Дальнейшая обработка реализуется однотипно во всех группах каналов с одинаковым диапазоном режекции и предполагает:
1) вычисление спектра сигнала, получаемого после временной режекции (блок БПФ на схеме рис.1);
2) умножение полученного спектра на сигнал частотной режекции;
3) умножение результата на комплексно-сопряженный опорный спектр, соответствующий V-ому доплеровскому сдвигу частоты, и вычисление на их основе модуля функции корреляции (блоки ОБПФ и |*| на схеме рис.1).
Анализ эффективности подавления помех и повышения достоверности обнаружения в ходе временной и частотной режекции помех
Анализ эффективности подавления помех и повышения достоверности обнаружения в ходе временной и частотной режекции помех произведем на примере.
Пусть в АФМ сигнале закон следования импульсов определяется последовательностью х, длиной Nx = 31 и средней скважностью Qx = 5, полученной из кода Зингера, построенного на основе первообразного неприводимого полинома /х) = 1 + х2 + 4х3 над полем Галуа GF(5). Закон изменения уровней огибающей
u=v min
энергетического спектра также зададим преобразованным к двоичному виду кодом Зингера, построенным на основе полинома /х) = 1 + 2х + 2х2 + х3 + 2х4 над полем Галуа GF(3). Двоичная последовательность bj имеет параметры: N = 40, Оь = 3. Примем длину синтезируемого сигнала равной N = 2NbNX = 2480. Тогда кх = 80, кь = 62. Установим 32 уровня квантования фазы.
Изменение фазы фп синтезированного согласно [4] сигнала представлено на рис.2.
фп 4г
П 2|
- 2
- 4
496
992
1488
1984
Рис.2. Последовательность мгновенных значений фазы АФМ сигнала
Амплитудный спектр |!(ю)| сигнала (диаграмма 1 на рис.3) обладает двухуровневой структурой огибающей. Изменение огибающей полностью совпадает с законом изменения функции В(ю) (диаграмма 2 на рис.3).
2480 юТ/2я
Рис.3. Диаграммы: 1 — амплитудный спектр Щю)| АФМ сигнала; 2 — функция В(ю) формы огибающей спектра АФМ сигнала, масштабированная по амплитуде
Динамический диапазон уровней компонент спектра сигнала определяется выражением
1/24 11/24
(ОЬ "1) |£(ю)|и(ю)|2^ю / |(1 -£(ю))|1(ю)|2^ю.(8)
-1/24 / "1/24
Для приведенного сигнала ^ = 18,1дБ. Важно, чтобы величина динамического диапазона уровней компонент сохранилась и в принятом сигнале, и после коммутации приемного тракта и временной режекции. Тогда большая часть энергии помех, содержащаяся в высокоуровневых компонентах, будет удалена при выполнении частотной режекции.
Необходимость запирания приемника на момент излучения очередного импульса приводит к неизбежным энергетическим потерям и, как следствие, трансформации спектра принятого сигнала.
Исследуем влияние коммутации приемного тракта на трансформацию спектра сигнала и(0 с задержкой т. Динамический диапазон уровней спектра сигнала после коммутации в приемном тракте сигнала точечной цели оценивается выражением вида
Пв(т) =
1/24 / 1/2tb
(Оь -1) |£(ш)|в(®,т)|^ш/ |(1-£(го))|1в(®,т)2^ш,(9)
-1/24 / -1/24
где ив(»,т) = ¡^^в^М-^
спектр сиг-
нала и($) с задержкой т после бланкирования сигналом ив(0.
Изменение ^в(т) для синтезированной в примере последовательности представлено на рис.4. При задержке т > кх4 потеря 1/ Ох от общего числа импульсов приводит к снижению ^в(т) в (1-1 Ох) раз.
При временном сдвиге т < кх4 от каждого фазомани-пулированного импульса после коммутации сохраняется только часть элементарных импульсов. При этом спектр сигнала произведения [и^ - т)ив(0] полностью или частично утрачивает двухуровневую структуру, а отношение компонент с высоким и низким уровнем в спектре сигнала после коммутации снижается до нуля.
2480 п лв(т), дБ
(1-1 Ох )Л
т/(кх4 )
Рис.4. Зависимость от задержки динамического диапазона компонент спектра сигнала после коммутации приемного тракта
Изменение ^в(т) следует учитывать при обработке сигнала
Пусть сигнал — линейная сумма:
1) полезного сигнала с задержкой 5004 и доп-леровским сдвигом 248/Т;
2) помех с нулевым доплеровским сдвигом распределенных в диапазоне задержек [0,10004] и мощностью, изменяющейся по задержке согласно рис.5.
Будем считать, что шумы в линейной сумме пренебрежимо малы.
Мощность полезного сигнала на 42,7дБ ниже
1000ГЬ
^ а2(т)ёт.
суммарной мощности помех
а (т), дБ
- 2'
600
800
—I т/4
1000
- 40-
- 60"
- 80"
Рис.5. Изменение мощности помех по задержке
Параметры полезного сигнала и помех моделируют задачу обнаружения движущегося объекта на фоне отражений от подстилающей поверхности, распределенных по задержке и локализованных в узком по сравнению с шириной спектра сигнала диапазоне
0
0
0
частот. Мощные отражения от поверхности в диапазоне задержек т < кхиЪ, что характерно для РЛС морского базирования, препятствуют применению частотной режекции для борьбы с отражениями в диапазоне задержек т > кх4. Для устранения помех в диапазоне задержек т < кх?ь выполняется временная режекция.
Оценим изменение динамического диапазона компонент в спектре сигнала до и после коммутации приемного тракта, а также после временной ре-жекции помех. Трансформацию спектра на каждом этапе обработки можно наблюдать на рис.6, где кривая 1 соответствует масштабированной по амплитуде функции частотной режекции Вь(ю).
При заданных параметрах моделирования динамический диапазон компонент в спектре аддитивной смеси £(/) составил 17,5дБ (кривая 2 на рис.6). Оставшиеся после коммутации в приемном тракте одиночные импульсы мощных помех из диапазона задержек т < кх/Ъ делают спектр обрабатываемого сигнала сплошным (см. рис.6, кривая 3). После временной режекции этих импульсов помех двухуровневая структура спектра восстанавливается (см. рис. 6, кривая 4). Это объясняется резким снижением мощности помех в диапазоне временной режекции и относительно медленным снижением вне этого диапазона. Динамический диапазон компонент в спектре с восстановленной формой составляет всего 14дБ. Именно эта величина и будет определять эффективность частотной режекции при выделении полезного сигнала, спектр которого представлен кривой 5 на рис.6.
Сопоставляя уровни компонент в спектрах полезного сигнала и сигнала ^(и)ив(()и^(:)], можно заметить, что высокоуровневые компоненты спектра полезного сигнала совпадают по уровню с низкоуровневыми компонентами в спектре сигнала после временной режекции. Поэтому частотная режекция высокоуровневых компонент сделает полезный сигнал сопоставимым по мощности с помехой и повысит вероятность его обнаружения.
дБ 70
- 56
- 70
0
2480иГ/2л
Рис.6. Трансформация спектра на различных этапах обработки: 1 — функция частотной режекции Вр*(ю), масштабированная по амплитуде; 2 — амплитудный спектр принятого сигнала s(t); 3 — амплитудный спектр сигнала после коммутации приемного тракта; 4 — амплитудный спектр сигнала s(t) после коммутации приемного тракта и временной режекции; 5 — амплитудный спектр полезного сигнала
|Х(Тт,^)|, дБ
|Х(Тт,^)|, дБ
400 300 200
100 КГ
200 400 600 800 Ш00 Тт/иЪ
25-1
20-
15-
10-
юо Fv^
400 т
а)
б)
Рис.7. Функции отклика: а) при обработке без временной и частотной режекций; б) при выполнении только частотной режекции при обработке
|Х(Тт^)|, дБ 2Сч
10-
|Х(Тт^)|, дБ
Тт/и
Тт/и
-. .- FVT
а)
б)
Рис.8. Функции отклика: а) при выполнении только временной режекции при обработке; б) при выполнении временной и частотной режекций при обработке
Сопоставим функции отклика |Х(тт^)| при разных методах обработки.
Если не выполнять ни временную, ни частотную режекцию, то полезный сигнал не обнаруживается. Функция отклика устройства обработки представлена на рис.7а. Среднеквадратическое значение функции |Х(тт^)| составляет 7дБ.
Частотная режекция, выполняемая при обработке сигнала произведения [и^-т)ив(Г)], устраняет отклики в частотных каналах, настроенных на нулевой доплеровский сдвиг смеси помех (см. рис.7б). Среднеквадратический уровень |Х(тт^)| снизился всего на 4 дБ. Отсутствие эффекта от частотной ре-жекции объясняется трансформацией спектра сигнала после коммутации приемного тракта.
Временная режекция импульсов отраженного сигнала с задержкой из диапазона задержек те[0,кх4] снижает среднеквадратический уровень |Х(тт^„)| до -2,6дБ (рис.8а).
Совместное выполнение временной и частотной режекций позволяет снизить среднеквадратиче-ский уровень |Х(тm,Fv)| до -14,3дБ (функцию отклика |Х(тт^)| см. на рис.8б). С учетом энергетических потерь полезного сигнала в 3,5дБ, после обработки аддитивной смеси полезного сигнала и помех отношение «сигнал/(помеха+шум)» стало равно 19,7дБ.
Выводы
Комплексирование временной и частотной ре-жекции при обработке сигналов позволяет повысить достоверность обнаружения объектов станциями с квазинепрерывным режимом излучения и приема сигналов.
Работа выполнена при поддержке Минобрнау-ки России, проект №8.7367.2017/8.9.
1. Гантмахер В.Е., Быстров Н.Е., Чеботарев Д.В. Шумопо-добные сигналы. Анализ, синтез, обработка. СПб.: Наука и Техника, 2005. 400 с.
2. Быстров Н.Е., Жукова И.Н. Эффективность временной режекции пассивных помех в РЛС с квазинепрерывным режимом излучения и приема сложных сигналов // Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2012. Вып.6. С.83-92.
3. Bystrov N.E., Zhukova I.N., Reganov V.M. & Chebotarev, S.D. Synthesis of Wideband Signals with Irregular Bi-level
Structure of Power Spectrum // IEJME-Mathematics Education. 2016. V.11(9). P.3187-3195.
4. Быстров Н.Е., Чеботарев С.Д. Итерационный алгоритм синтеза сигналов с квазинепрерывным спектром // Вестник НовГУ. 2014. №81. С.4-6.
5. Жукова И.Н. Синтез квазинепрерывных сигналов методом композиции ансамбля многофазных сигналов // Вестник НовГУ. 2014. №81. С.17-20.
6. Быстров Н.Е., Чеботарев С.Д. Анализ и синтез сигналов с квазинепрерывным спектром // Успехи современной радиоэлектроники. 2014. №3. С.72-75.
7. Быстров Н.Е., Чеботарёв С.Д. Методы повышения эффективности частотной режекции сигналов с квазинепрерывным энергетическим спектром // Известия высших учебных заведений России. Радиоэлектроника. 2012. №5. С.27-35.
References
1. Gantmakher V.E., Bystrov N.E., Chebotarev D.V. Shumopo-dobnye signaly. Analiz, sintez, obrabotka [Spread-spectrum signals. Analysis, synthesis and processing]. St. Petersburg, "Nauka i tekhnika" Publ., 2005. 400 p.
2. Bystrov N.E., Zhukova I.N. Effektivnost' vremennoi rez-hektsii passivnykh pomekh v RLS s kvazinepreryvnym rez-himom izlucheniia i priema slozhnykh signalov [Interference time rejection efficiency in radars with quasicontinuous transmission of wide band signals]. Izvestiya Vysshyh uchebnih zavedeniy Rossii. Radioelectronica - Proceedings of the Russian Universities: Radioelectronics, 2012, no. 6, pp. 83-92.
3. Bystrov N.E., Zhukova I.N., Reganov V.M., Chebotarev S.D. Synthesis of wideband signals with irregular bi-level structure of power spectrum. IEJME-Mathematics Education, 2016, vol. 11(9), pp. 3187-3195.
4. Bystrov N.E., Chebotarev S.D. Iteratsionnyi algoritm sinteza signalov s kvazinepreryvnym spektrom [Iterative algorithm of quasicontinuous energy spectrum signals synthesis]. Vest-nik NovGU. Ser. Tekhnicheskie nauki - Vestnik NovSU. Issue: Engineering Sciences, 2014, no. 81, pp. 4-6.
5. Zhukova I.N. Sintez kvazinepreryvnykh signalov metodom kompozitsii ansamblia mnogofaznykh signalov [Quasi-continuous signals synthesis using the method of multiphase signals ensemble composition]. Vestnik NovGU. Ser. Tekhnicheskie nauki - Vestnik NovSU. Issue: Engineering Sciences, 2014, no. 81, pp. 17-20.
6. Bystrov N.E., Chebotarev S.D. Analiz i sintez signalov s kvazinepreryvnym spektrom [Analysis and synthesis of qua-sicontinuous spectrum signals]. Uspekhi sovremennoi radio-elektroniki - Achievements of Modern Radioelectronics, 2014, no. 3, pp. 72-75.
7. Bystrov N.E., Chebotarev S.D. Metody povysheniia effektiv-nosti chastotnoi rezhektsii signalov s kvazinepreryvnym en-ergeticheskim spektrom [Methods of spectral rejection efficiency increasing of signals with quasi continuous energy spectrum]. Izvestiya Vysshyh uchebnih zavedeniy Rossii. Radioelectronica - Proceedings of the Russian Universities: Radioelectronics, 2012, no. 5, pp. 27- 35.
