CC BY
29Радиолокация и радионавигация
УДК 621.396.96
С. В. Бураков, А. А. Кузин, А. В. Мякиньков
Нижегородский государственный технический университет
им. Р. Е. Алексеева
Фазовая синхронизация сигналов и восстановление
теневого контура объектов в просветной радиолокационной системе
обнаружения наземных целей
Рассмотрен алгоритм получения комплексной огибающей отраженного от цели сигнала, необходимой для реализации эффективных алгоритмов распознавания движущихся наземных объектов в многопозиционных просветных радиолокационных системах. Алгоритм реализован с помощью выделенного канала передачи данных. Проанализирована работа известного алгоритма восстановления теневого контура объекта на основе полученной комплексной огибающей.
Просветная радиолокация, фазовый шум, комплексная огибающая, фазовая синхронизация, теневой контур, радиоголограмма
Создание радиолокационных систем, способных обнаруживать наземные цели, измерять их координаты и распознавать класс цели в условиях интенсивных пассивных помех от растительности, а также способных длительное время (неделю и более) работать автономно и скрытно без присутствия оператора на месте своей установки, передавая данные о целевой обстановке на удаленный центральный пост, является актуальной задачей в настоящее время. Такая система может быть построена на базе многопозиционных систем с применением принципов просветной радиолокации [1]-[3]. Наиболее простые технические решения передающей и приемной позиций реализуются при использовании непрерывного квазигармонического зондирующего сигнала.
Приемные и передающие станции системы располагаются непосредственно на Земле и оснащены ненаправленными антеннами. Эффективность обнаружения, измерения координат и распознавания целей на фоне пассивных помех от растительности обеспечивается за счет использования совместной когерентной обработки сигналов нескольких пространственных каналов, образованных за счет многопозиционной конфигурации системы [4]. Такая система позволяет судить не только о наличии цели, но и определять ее координаты [5], [6], а также восстанавливать теневой контур, используемый для решения задачи распознавания [7], [8]. Для этого работа пары "передатчик-приемник" должна обеспечивать получение комплексной огибающей (КО) сигнала, отраженного от предполагаемой цели.
Отраженный от пересекающей линию базы цели сигнал оказывается модулированным по частоте и по амплитуде [3]. Модуляция по амплитуде обусловлена изменяющими-
* Работа выполнена при поддержке Совета по грантам Президента РФ (грант МК-7.2010.10). © Бураков С. В., Кузин А. А., Мякиньков А. В., 2012
Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2012. Вып. 3======================================
ся в зависимости от положения цели дальностью до нее и ее эффективной площадью рассеяния. Частотная модуляция вызвана набегом фазы сигнала, проходящего трассу "передатчик - цель - приемник". В зависимости от типа предполагаемой цели используются различные частоты зондирующего сигнала. К примеру для обнаружения движущегося автомобиля, целесообразно использовать сигнал с несущей частотой 173 МГц, а для обнаружения человека оптимальной является несущая частота в окрестности 64 МГц. В случае использования зондирующего сигнала с несущей частотой 173 МГц отклонение частоты отраженного от цели (движущегося автомобиля) сигнала составит около 10 Гц, а при движении человека - всего несколько герц.
На приемной позиции фиксируется смесь отраженного от цели и излученного передатчиком сигналов, причем уровень отраженного от цели сигнала сравним с уровнем фазовых шумов прямого сигнала и лежит в той же частотной полосе, что делает невозможным выделение информации из принимаемой смеси сигналов классическими методами частотной селекции. Простейшим вариантом компенсации фазовых шумов является использование прямого сигнала передающей станции в качестве опорного для детектирования на приемной станции. При этом вместо схемы выделения квадратурных компонентов КО используют амплитудный детектор (АД), который в присутствии мощного прямого сигнала передатчика работает в режиме синхронного детектора. Такой подход позволяет получить только одну из квадратурных составляющих отраженного от цели сигнала.
Другим вариантом может быть рассмотренная в настоящей статье передача сигнала гетеродина передающей станции по выделенному каналу, в качестве которого используется цифровой модемный канал передачи данных.
Алгоритм фазовой синхронизации. На рис. 1 показана структурная схема приемопередающей пары с использованием дополнительного канала передачи данных. Задающий гетеродин Г и оконечный усилитель У представляют основной канал передающей станции. В составе приемной станции выделены малошумящий усилитель МШУ, преобразователь с понижением частоты ППнЧ и микроконтроллер МК, в котором реализованы функции регулировки коэффициента усиления РКУ, комплексного умножения КУ, комплексного сопряжения КС и вычисления коэффициента нормировки Е (г).
Рис. 1
Модемный канал включает аттенюатор Ат, ППнЧ и цифровые модемы Мод на передающей и на приемной станциях. Задачей модемного канала является передача информации о фазовых шумах задающего гетеродина. С учетом сосредоточенности фазовых шумов в окрестности номинальной частоты гетеродина сигнал можно считать узкополосным и использовать для синхронизации приемной позиции КО данного сигнала. Такой подход позволяет передавать цифровые отсчеты, взятые с низкой частотой дискретизации (порядка 100 Гц), по относительно узкополосному каналу связи.
Неравномерность амплитудно-частотной характеристики децимирующих фильтров ППнЧ в полосе пропускания, а также попадание части фазовых шумов в переходную полосу фильтров приводят к паразитной амплитудной модуляции сигнала. КО сигнала на выходе блока ППнЧ передающей позиции иметь следующий вид:
иППП.Ч (') = х[фш (г)] и«е'[*- ('>],
где х - функция паразитной амплитудной модуляции; фш (г) - фазовый шум задающего гетеродина; и« - амплитуда сигнала задающего гетеродина. Этот сигнал в виде последовательности отсчетов передается по модемному каналу на передающую позицию.
Сигнал на выходе ППнЧ приемной позиции также подвергается паразитной амплитудной модуляции. При условии идентичности блоков ППнЧ приемной и передающей позиций КО на выходе блока ППнЧ приемной позиции будет иметь следующий вид:
ипрППнЧ (г) = X [фш (г)] ипре'^(г)] + х [фш (г) + фд (г)] иотре'(г)+(Рд (г)],
где ипр, иоТр - амплитуды прямого и отраженного от цели (Ц на рис. 1) сигналов соответственно; фд (г) - доплеровское смещение фазы.
Компенсация фазовых шумов задающего гетеродина реализуется умножением сигнала с выхода ППнЧ приемной позиции на сигнал, комплексно-сопряженный с сигналом модемного канала:
ип (г )ип (г) =
пППнЧ пППнЧ
= {х[фш (г)] ипре' [^ш)] +х[фш (г) + фд (г)] и^ 1>ш )+фдЧ} х[Фш (г)] и«е~' )] =
= х2 [фш(г)] ипри« + х [Фш (г)+Фд(г)] х [Фш(г)] и0Три«е' )]. (1)
Из формулы (1) следует, что постоянная амплитуда и^и« модулируется квадратом
коэффициента паразитной амплитудной модуляции. Так как ипр ^ иоТр, ах[фш )] имеет шумовой характер и находится в спектральной области полезного сигнала, дальнейшая обработка этого сигнала виде (1) не представляется возможной. Для выделения КО отраженного от цели сигнала (значений иоТр и фд (г)) первое слагаемое выражения
(1) должно быть константой. Очевидным способом обеспечить это условие является умножение выражения (1) на величину, обратную квадрату амплитуды сигнала, принятого
по модемному каналу. В результате всех описанных преобразований на выходе схемы выделения КО получим следующее выражение:
ико (г) = ипрППнЧ (г )ипппн4 (г),
ип (г )иП
ППнЧ ППнЧ
(г)]
= ипр (г) / ип (г) =
прППнЧ 4 ' I ПППнЧ 4 7
= ^пр^о + {х [фш(г) + фд(г )]/х[фш(г)]} иОТрЩе] (г}]. (2)
Выражение (2) состоит из двух слагаемых, первое из которых является константой и может быть подавлено с помощью режекторного фильтра.
В модемном канале КО представляет из себя последовательность отсчетов реальной
I (г) и мнимой <2 (г) частей сигнала, поэтому описанная выражением (2) операция реализуется умножением сигналов модемного и радиолокационного каналов на величину, обратную амплитуде сигнала в модемном канале: ^(г) = ¡/-у/12(г) + 22(г) = 1/х[фш(г)].
При этом амплитудные искажения, вызванные децимирующими фильтрами, синхронно корректируются в обоих каналах, не влияя на амплитуду и фазу сигнала, отраженного от цели.
Результаты математического моделирования алгоритма фазовой синхронизации. Алгоритм реализован в имитационной модели на языке программирования С++. На рис. 2-6 приведены результаты моделирования. При моделировании алгоритма рассмотрен случай, когда доплеровский сдвиг частоты отраженного от цели сигнала менялся по линейному закону, а амплитуда - по квадратичному. На всех рисунках I (п), 2 (п) - реальная и мнимая части КО соответственно.
На рис. 2 показана КО отраженного от цели сигнала, полученная без применения алгоритма компенсации фазовых шумов задающего гетеродина. Сигнал имеет шумовой характер. На рис. 3 представлена КО, полученная с применением алгоритма компенсации фазовых шумов задающего гетеродина, но без применения алгоритма амплитудного ограничения. Полученный сигнал имеет шумовую составляющую, сравнимую по уровню с уровнем полезного сигнала. Наличие шумовой составляющей обусловлено первым слагаемым выражения (1).
Добавление в алгоритм обработки операции амплитудного ограничения компенсирует эффект паразитной амплитудной модуляции и позволяет получить на приемной позиции КО отраженного от цели сигнала (рис. 4).
I (п) -104
7.259
7.255
2 (п)-10
50
4
150
250
350
450
8.75 8.4
50
150
250
350
450
Рис. 2
п
п
Рис. 3
Рис. 4
На рис. 5 и 6 показаны КО, полученные при временной рассинхронизации между радиолокационным каналом и каналом передачи опорного сигнала на 4 и на 20 мкс соответственно. Отметим, что качество мнимой части КО при увеличении задержки заметно падает. Этот факт подтверждает необходимость временной синхронизации в каналах. Анализ процедур дальнейшей обработки показывает, что для корректного использования в них полученных сигналов необходимо обеспечить значение рассогласования не более 5 мкс.
Результаты моделирования подтверждают работоспособность алгоритма и его низкую чувствительность к уровню фазового шума задающего гетеродина и к неравномерности амплитудно-частотной характеристики ППнЧ. Указанные свойства алгоритма имеют место при высокой точности временной синхронизации.
В общем случае предложенный алгоритм применим к сигналам с произвольным видом частотной и амплитудной модуляций.
Алгоритм восстановления теневого контура. В работах [7] и [8] рассмотрены алгоритмы распознавания и классификации обнаруживаемых объектов в бистатических про-светных РЛС на основе так называемой одномерной радиоголограммы. Использование в обработке как интенсивности отраженного сигнала, так и фазы рассеянных объектом волн, позволяет получить более полную информацию об объекте. Такой подход эквивалентен оптическому наблюдению за целью. Синтезировать радиоголограмму можно двумя способами: перемещением приемной и передающей позиций относительно объекта либо за счет
79
1 (п) -104
3.648575 3.64854
2 ( п )-104
4.3994 4.3988
I (п) -104
3.648565 3.64852
250 Рис. 5
350
450
50
150
250
350
450
2 ( п )-10'
4
4.3994
4.3989
250 Рис. 6
движения объекта относительно неподвижной приемопередающей системы. При этом радиоголограмма фиксируется в одной точке, и поэтому ее можно считать одномерной.
В указанных работах рассмотрено движение объекта поступательно и равномерно в области малых углов дифракции вблизи отрезка, соединяющего приемную и передающую позиции. Радиоголограмму, полученную при таких условиях, условно можно называть дифракционной.
Для исследования свойств одномерных радиоголограмм необходимо получить КО рассеянного целью сигнала. Будем считать, что для целевых объектов выполняется критерий дальней зоны, т. е. размеры объекта много меньше расстояния до источника излучения. При этом фронт падающей на объект волны можно считать плоским. При условии, что линейный размер объекта много больше длины волны, решение задачи дифракции поля на объекте сводится к решению задачи о дифракции на отверстии в бесконечном проводящем экране, причем форма этого отверстия соответствует форме проекции объекта на плоскость, перпендикулярную направлению распространения поля излучения передатчика [2].
Рассмотрим алгоритм построения теневого контура объекта по одномерным радиоголограммам, синтезированным при малых углах дифракции в просветных РЛС.
На рис. 7 показана геометрия бистатической просветной РЛС. Передающая позиция находится в начале координат. В точке А расположен объект, имеющий в системе коорди-
п
Уо
{ "t
/ sr
/ Ч
\а
/ 1 1 | —►
B х
Рис. 7
нат РЛС координаты (хо Уо) и вектор скорости v. В точке В размещена приемная позиция просветной РЛС. Объект находится на расстояниях r[ от передатчика и Г2 от приемника. Угол 0AB называется бистати-ческим углом. Зона обнаружения просветной системы вытянута вдоль линии базы и ограничивается областью действия просвет-ного эффекта, в пределах которой минимальное значение бистатического угла составляет около 150°.
Для удобства расчетов введем новую систему координат начало отсчета
которой совпадает с точкой А. Плоскость, образованная ортами ^ и перпендикулярна направлению распространения волны источника. Проекция объекта на эту плоскость определяет его теневой контур ST.
Пусть функция в (£,1, £,2) описывает распределение амплитуды падающего поля по
апертуре объекта. Учитывая принятые ранее допущения о синфазности теневой апертуры объекта, примем, что
($1, $2 ) е ST;
.0, ($1, $2 ) i St .
КО напряженности электрического поля, создаваемого апертурой в точке приема, без учета набега фазы, обусловленного доплеровским сдвигом частоты, приближенно может быть представлена интегралом:
Ет = Яs(Sb ^2)exP[jk(hn1 + ^2n2)]d^2' (3)
где k = 2%/X (X - длина волны излучения); П1, щ - направляющие косинусы. Ось ^ всегда лежит в плоскости, параллельной плоскости хОу. Орт оси ^ перпендикулярно ориентирован одновременно и направлению "передатчик-объект", и орту оси
Используя алгоритм выделения КО рассеянного целью сигнала, рассмотренный в предыдущем разделе, в точке приема получим комплексный сигнал вида
Uko (t) = Uc (t)+jUs (t). (4)
Квадратурные составляющие Uc (t) и Us (t) в выражении (4) определяются теневым профилем и характером движения объекта. Комплексный сигнал вида (4) представляет собой так называемую радиоголограмму объекта [7]. После преобразований входного интерференционного сигнала при помощи упомянутого алгоритма выделения КО получим:
Uc (t) = Re [Ед (t) Ет (t)]; Us (t) = Im[Ед (t) Ет (t)], (5)
где Ед (t) - составляющая КО, содержащая фазовый набег, обусловленный доплеровским сдвигом частоты рассеянного целью сигнала; Ет (t) - составляющая КО сигнала, опреде-
* ($1, $2 ) =
Л
Рис. 8
ляемая размером и формой апертуры объекта, которая вычисляется в соответствии с (3). Информация, необходимая для восстановления теневого профиля объекта, содержится в компоненте Ет (г), а составляющая, обусловленная эффектом Доплера, должна быть исключена. Алгоритм компенсации доплеровской фазы основывается на свойствах ее четности [8] и нечетности теневой фазы, имеющих место при близком к нулю угле дифракции. В этом случае момент времени г = 0 может быть определен по максимуму амплитуды и (г), а фазы Доплера и контура объекта восстанавливаются по суммарной фазе с помощью простых соотношений:
(г) = 0.5[ф (г)+ф (-г)]-ф (0); [Фт (г) = 0.5[ф(г)-ф(-г)]. В работе [8] введена функция комплексного профиля высот (КПФ) Н (^), связанная Ет (г) преобразованием Фурье:
Ет (г) = — | Н (\) е'Ч
2п
(6)
В общем случае КПФ есть комплексная функция, но при высотах движения объекта, очень близких к нулю, КПФ объекта приближенно можно считать действительной функцией.
Используя зависимость (6), получим профиль объекта по дифракционной радиоголограмме ико (г) преобразованием Фурье. Для восстановления профиля используем информационную составляющую Ед (г)Ет (г) в выражении (5). Представим КО (4) в следующем виде: ико (г) = ит (г)е'^, где ит (г) = |Ет (г)|; ф(г) = ФГ (г) + Фд (г) + Ф0; фг (г) - фаза голограммы; ф0 - начальная фаза сигнала.
С учетом описанных ранее особенностей выделения КО огибающей просветного сигнала и восстановления теневого контура цели укрупненная функциональная схема цифровой обработки сигналов в рассматриваемой просветной РЛС имеет вид, показанный на рис. 8.
Результаты моделирования алгоритма восстановления теневого профиля объекта. Рассмотрим объект с профилем (рис. 9, кривая 1), несимметричным относительно вертикальной оси. КО сигнала получим при условии движения объекта на очень малой высоте и перпендикулярно линии базы. Будем полагать, что траектория движения объекта известна. При этом известна и доплеровская фаза, которую, следовательно, можно исключить из фазы сигнала.
Рис. 9
Рис. 10
При моделировании задавались следующие параметры системы и цели. Траектория движения объекта перпендикулярна линии базы. Точка пересечения базы объектом находилась посередине между передатчиком и приемником. Длина базы составляла 200 м. Траектория начиналась на расстоянии 50 м до базы и заканчивалась, когда цель, пройдя линию базы, удалялась от нее еще на 50 м. Скорость объекта 2 м/с, его высота 1.5 м, длина 5 м. Интенсивность излучения по апертуре объекта считалась постоянной.
Для вычисления комплексного сигнала использовалась формула (3). Модуль КО представлен на рис. 10, восстановленный в результате моделирования теневой контур объекта показан кривой 2 на рис. 9. Из рисунка следует, что, определив на приемной позиции КО сигнала, при принятых допущениях можно с высокой точностью восстановить профиль высот объекта исследования.
Результаты математического моделирования позволяют сделать вывод о том, что предложенный алгоритм фазовой синхронизации в просветной радиолокационной системе обнаружения наземных целей обеспечивает получение на приемной позиции КО отраженного от цели сигнала. При многопозиционной конфигурации системы полученный сигнал позволяет реализовывать эффективные алгоритмы когерентного накопления и обнаружения отраженного от цели сигнала на фоне помех от растительности. Показано, что при определенном характере движения цели наличие обоих компонентов КО рассеянного целью сигнала позволяет восстановить теневой контур цели в целях классификации объекта.
1. Willis N. G. Bistatic radar. Silver Spring: Technology service corporation, 1995. 336 p.
2. Черняк В. С. Многопозиционная радиолокация. М.: Радио и связь, 1993. 416 с.
3. Bistatic radar: principles and practice / A. B. Blyakhman, V. I. Kostylev, A. V. Myakinkov et al. / ed. by M. Cher-niakov. Chichester: John Wiley & Sons, 2007. 504 p.
4. Мякиньков А. В., Смирнова Д. М. Обнаружение наземных целей в многопозиционной просветной радиолокационной системе // Изв. вузов России. Радиоэлектроника. 2010. Вып. 5. С. 47-55.
5. Мякиньков А. В., Смирнова Д. М. Определение координат наземных целей в многопозиционной радиолокационной системе с обнаружением "на просвет" / Радиолокация, навигация, связь (RLNC-2010): 16-я меж-дунар. науч.-техн. конф. Воронеж, 13-15 апр. 2010 г.: сб. докл. / ИПЦ ВГУ. Воронеж, 2010. С. 1729-1736.
6. Смирнова Д. М. Определение координат наземных целей в многопозиционной просветной радиолокационной системе // Изв. вузов России. Радиоэлектроника. 2011. Вып. 5. С. 72-78.
7. Чапурский В. В. Восстановление изображений объектов по одномерным радиоголограммам, синтезированным при малых углах дифракции // Радиотехника и электроника. 1988. Т. 44, № 8. С. 1747-1756.
8. Суриков Б. С., Хасина Е. А., Чапурский В. В. Корреляционные и спектральные функции одномерных радиоголограмм, синтезированных при малых углах дифракции // Радиотехника и электроника. 1989. Т. 45, № 2. С. 409-419.
Список литературы
S. V. Burakov, A. A. Kuzin, A. V. Myakinkov Nizhny Novgorod state technical university
Phase synchronization and target's silhouette reconstruction in forward scatter radar of ground targets detection
Algorithm of complex envelop extraction, necessary for realization of high quality algorithms of recognition of moving terrestrial target in forward scatter radar is considered. The algorithm is implemented by means of data transfer allocated channel. Operation of known algorithm of object shadow contour restoration based on the received complex envelope is analyzed.
Forward scattering, phase noise, complex envelop, phase synchronization, shadow contour, radio hologram
Статья поступила в редакцию 25 июля 2011 г.
УДК 621.396.96
Е. Г. Борисов, Г. М. Машков
Санкт-Петербургский государственный университет телекоммуникаций
им. проф. М. А. Бонч-Бруевича
Получение максимально правдоподобных оценок координат целей при кооперативной обработке дальномерно-угломерной информации
Рассмотрен вариант кооперативной обработки измерительной информации в двухпозиционной радиолокационной системе. Показано, что кооперативная обработка локационной информации позволяет повысить точность определения координат целей.
Многопозиционная радиолокационная система, кооперативная обработка измерений, метод наименьших квадратов
Задача повышения точности определения координат целей в многопозиционных радиолокационных системах (МПРЛС) является важнейшей задачей обработки радиолокационной информации (РЛИ).
В настоящее время в отечественной и зарубежной литературе имеется большое количество работ, посвященных данной проблематике [1]-[5]. Задача повышения точности измерений традиционно решается, например, увеличением отношения "сигнал/шум", применением алгоритмов а- и в-фильтрации, различных модификаций фильтра Калмана-Бьюсси [6]. Однако несмотря на то, что указанные решения хорошо зарекомендовали себя в практике радиолокационных станций различного назначения при реализации вторичной обработки радиолокационной информации, они не свободны от недостатков.
Увеличение энергетического потенциала РЛС в ряде случаев проблематично по конструктивным соображениям. Фильтрация параметров траектории требует определенного времени на накопление данных, а также базируется на априорной гипотезе о траектории движения цели, что накладывает ограничения на ее применимость. Совершение целью маневра значительно снижает качество фильтрации, требует специальных средств обнаружения маневра и изменения коэффициентов усиления фильтров либо компенсации динамической ошибки (что в ряде случаев существенно увеличивает флуктуационную ошибку). 84 © Борисов Е. Г., Машков Г. М., 2012
