CC BY
32СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1. Моделирование и аппаратная реализация структуры полифазного банка фильтров в задачах мониторинга широкого частотного диапазона / Д. И. Каплун, Д. М. Клионский, А. Л. Олейник и др. // Сб. докл. междунар. конф. по мягким вычислениям (SCM'2013), Санкт-Петербург, 23-25 мая 2013 г. СПб.: Изд-во СПбГЭТУ "ЛЭТИ", 2013. С. 138-141.
2. Crochiere R. E., Rabiner L. R. Multirate digital signal processing. New Jork: Prentice Hall, 1983. 411 p.
3. Цифровые банки фильтров: анализ, синтез и применение в мультимедиасистемах: учеб. метод.
пособие / А. А. Петровский, М. Парфенюк, А. Борович и др. Минск: БГУИР, 2006. 82с.
4. Процессор ДПФ-модулированного банка фильтров с объединением субканалов для задач мониторинга широкого частотного диапазона / А. А. Петровский, М. И. Вашкевич, Д. И. Каплун, Д. М. Клионский // Изв. вузов России. Радиоэлектроника. 2012. Вып. 6. С. 53-64.
5. Солонина А. И., Улахович Д. А., Яковлев Л. А. Алгоритмы и процессоры цифровой обработки сигналов. СПб.: БХВ-Петербург, 2002. 464 с.
D. I. Kaplun, D. M. Klionskiy, A. L. Oleynik, A. S. Voznesenskiy, N. A. Zhukova, V. V. Gulvanskiy Saint-Petersburg electrotechnical university "LETI" A. A. Petrovsky
Belarussian state university of informatics and radioelectronics Application of the WOLA algorithm to wideband monitoring tasks
Algorithm WOLA for creation of digital filters bank and application to tasks of wide frequency range monitoring is considered. The algorithm and simulation results in MATLAB are provided. The mixture of a multiharmonic signal and white Gaussian noise is used for detailed analysis of WOLA. Signal detection in filter bank channels using a threshold detector for different signal-to-noise ratios (SNR) is studied. Experimental curves of false alarm probability versus SNR are obtained. Signal reconstruction error versus SNR can also be found in the paper.
Filter banks, monitoring, wideband, WOLA, Weighted overlap-add, signal detection
Статья поступила в редакцию 16 августа 2013 г.
УДК 621.376.56
И. Н. Жукова, А. А. Огарков Новгородский государственный университет им. Ярослава Мудрого
Эффективность амплитудного ограничения пассивных помех при приеме сложных сигналов с псевдослучайным законом амплитудной манипуляции
Исследована помехоустойчивость радиолокационной станции при приеме сигналов с псевдослучайным законом амплитудно-фазовой манипуляции при амплитудном ограничении мощных пассивных помех.
Радиолокационные системы, сложные сигналы, пассивные помехи, помехоустойчивость, амплитудное ограничение
Радиолокационные станции (РЛС) с амплитуд-но-фазоманипулированными (АФМ) по псевдослучайному закону сигналами длительности, значительно превышающей время распространения до цели и обратно, характеризуются высокой чувствительностью к воздействию пассивных помех [1], [2]. В указанном режиме излучения отражения от подстилающей поверхности и мощных отражателей перекрываются по времени и спектру с полезным сигналом. Это создает дополнительный к © Жукова И. Н., Огарков А. А., 2013
шуму фон помех, затрудняющий обнаружение слабых сигналов. Результат наложения принимаемых фазоманипулированных импульсов полезного сигнала и мощных пассивных помех определяется псевдослучайной структурой АФМ-огибающей.
Стремление повысить помехоустойчивость заставляет искать эффективные методы обработки АФМ-сигналов. К одному из таких методов можно отнести амплитудное ограничение, рассмотренное в настоящей статье.
При использовании амплитудного ограничения в РЛС, работающих с АФМ-сигналами, следует учитывать особенности амплитудного ограничения, поскольку в зависимости от протяженности и распределения помех по дистанции в полезном сигнале могут существовать фазоманипу-лированные импульсы, не подверженные воздействию пассивных помех.
Ограничение амплитуды комплексной огибающей мешающих отражений приводит к снижению фона помех по боковым лепесткам взаимной функции неопределенности (ВФН) в дальномер-ных каналах обнаружения полезного сигнала. Необходимо оценить степень снижения уровня помех в зависимости от ограничения и степень подавления полезного сигнала, которые и определяют отношение "сигнал/помеха" в корреляционных каналах обнаружения.
Таким образом, целью настоящей статьи является оценка эффективности амплитудного ограничения помех при приеме сложных сигналов с псевдослучайным законом амплитудной манипуляции.
Математическая модель амплитудного ограничения помех. Модуляция АФМ-зондирую-щего сигнала, состоящего из N элементарных импульсов длительностью тд, задается дискрет-
М>; = Х,Х,
м>1 е{0, ± 1}, , = 0, N -1, где х, е{0, 1} - псевдослучайная двоичная последовательность амплитудной манипуляции; х, е {±1} - последовательность манипуляции фазы. Пик-фактор сигнала
N-1
pf = N/K, где K = X
w
i=0
Пусть наблюдаемый сигнал 5 (() является линейной суммой полезного сигнала 5С (t) , шума "л(?) с нормальным законом распределения и пассивной помехи 5п 0), отсчеты комплексной огибающей которого описываются выражением
• = ¿с, +Л," + 5пг. (1)
Под полезным сигналом будем понимать сигнал, отраженный от точечного отражателя и обладающий интенсивностью, сопоставимой с уровнем шума:
,-}[(N){'-тс К +Фс ]
sc = ac Wj.
(2)
где ac =0^, mc, vc, фс - амплитуда, задержка
(определяемая числом элементарных символов 46
модуляционной последовательности), доплеров-ский сдвиг частоты и случайная начальная фаза полезного сигнала соответственно, причем ст^ -
среднеквадратическое значение шума.
Пассивная помеха представляет собой сумму АФМ-сигналов, отраженных от М точечных отражателей. Каждый компонент помехи полностью совпадает по структуре с полезным сигналом и отличается от него амплитудой, задержкой и допле-ровским сдвигом частоты. Отсчеты комплексной огибающей помехи описываются выражением
M
X
к=1
•ч = X ^w-,
тпк
e~j [(2V N )(-mnk )vnk +Фпк ] (3)
где апк, тпк, vпk, ф^ - амплитуда, задержка, доплеровский сдвиг частоты и случайная начальная фаза к-го компонента полезного сигнала соответственно.
Обнаружение сигналов ведется многоканальным по задержке т и доплеровскому сдвигу частоты V корреляционным устройством. Поведение отклика на выходе каждого канала обработки описывается модулем ВФН вида
N-1
Хи
Z.. *
siwi-,
W* ej(2V N )vj
i=0
(4)
Амплитудное ограничение наблюдаемого сигнала описывается выражением
U ejarg(Si) \s \ > U ■
^ огрс 5 п| — ^огр?
(5)
S i, |Si| > иогр ,
где иогр - уровень ограничения; arg (•) - функция выделения аргумента комплексного числа.
Выбор уровня ограничения обусловлен сопоставимостью полезного сигнала по интенсивности с уровнем шума и составляет иогр = 3ст^.
При амплитудном ограничении выражение (4) преобразуется к виду
Хй
огр
N-1
X
i=0
s w ej(2VN)vi
(6)
Рассмотрим ВФН, полученные при обработке различных сигналов. В качестве полезного использован сигнал с параметрами ас =ст^, тс = 50,
vc = 0. На рис. 1 представлено сечение ВФН (4),
полученной при обработке смеси полезного сигнала с шумом. Значения ВФН нормированы на средне-
х'тс ,0, дБ 30
-30
15-
-15
40 Рис. 1
квадратическое значение шума: хт,0 = Хт,0 • •
• =Лг
В отсутствие помех полезный сигнал уверенно обнаруживается на фоне шумов (см. пик при указанном значении временного сдвига).
В исследовании использована модель помехи, состоящая из М = 6 компонентов с нулевыми до-
плеровскими сдвигами и задержками тпу = 1, 6. Амплитуды компонентов помехи приняты одинаковыми и превышающими уровень ограничения.
Расчеты выполнены для N = 216, р/ = 7.
На рис. 2, а представлено сечение ВФН для смеси полезного сигнала, шума и помехи (4) при = 0, а на рис. 2, б - сечение ВФН после ограничения (6). На рис. 2 использована нормировка значений ВФН, аналогичная примененной на рис. 1.
Из рис. 2, а следует, что без амплитудного ограничения помех полезный сигнал не обнаруживается, так как значения ВФН для т = тс сопоставимы со среднеквадратическим значением помех в каналах обработки. Амплитудное ограничение приводит к снижению фона помех на 45.2 дБ (ср. рис. 2, а и б). Отношение "сигнал/(шум+помеха)" для полезного сигнала при амплитудном ограничении помех составляет 27 дБ (рис. 2, б). Потери, связанные с амплитудным ограничением помех, для рассматриваемой реализации равны 10 дБ.
Оценка отношения "сигнал/(шум+помеха") при амплитудном ограничении помех. Указанная оценка после корреляционной обработки может быть получена на основе анализа вероятности появления активных импульсов в компонентах помехи.
Введем параметр кх = тх/Т0 , характеризующий отношение минимальной длительности излучаемых фазоманипулированных импульсов тх к
длительности дискрета фазовой манипуляции Т0. При кх = 1 в АФМ-сигнале с шик-фактором р/ вероятность появления активного импульса составляет 1/р/, а вероятность того, что = 0,
определяется как (1 -1/ р/). Тогда (1 -1/ р/ ) -
вероятность того, что в рассматриваемый момент времени ни один из М АФМ-сигналов не содержит
активного импульса, а 1 - (1 -1/р/) - вероятность появления активного импульса хотя бы в одном из М АФМ-сигналов. Вероятность того, что активный импульс полезного сигнала попал на интервал времени, свободный от активных посылок
мощных отражений, составляет (1/р/) (1 -1/р/) .
Данная величина определяет уровень сигнала после ограничения и последующей корреляционной обработки. Уровень помех на выходе устройства корреляционной обработки зависит от вероятности наложения активного импульса полезного сигнала на один из активных импульсов помехи. Вероятность этого события определяется как
(1 р/)-(1 - V р/)
В результате отношение "сигнал/(шум+помеха)" после амплитудного ограничения и корреляционной обработки комплексной огибающей наблюдаемого сигнала может быть оценено выражением
хт.^ дБ
60
П
40
20
-20
J_1_
0 20 40 60 80
Х'т„1,0оГр, дБ
60
Рис. 2
40 20 0 -20
J_1_
0 20
40 60 б
80
0
т
т
а
q, дБ 4030 20 10
N = 2
Рис. 3
Ч =-
ас (N1?/)(1 - VР/)
2М
Рш (1 - 1Р/)М + ио2гр [1 - (1 - 1Р/)
М
М
(7)
где Рд - мощность шума.
Если кх > 1, а М сигналов помех занимают непрерывный диапазон задержек, выражение (7) преобразуется к виду
ас2 (N1?/ )(1 -1/ р/ )Ш!кх
Ч =
Рш (1 -1/Р/Ркх + ио2гр [1 - (1 -1/Р/)
М/кх
(8)
где учтено временное перекрытие помех, расположенных на соседних дальностях в пределах интервала задержек, равного кх.
Исследование эффективности амплитудного ограничения в зависимости от параметров сигналов. Моделирование корреляционной обработки АФМ-сигналов с амплитудным ограничением помех показало совпадение значений отношения "сигнал/(шум+помеха)", полученных на основе (7), с экспериментальными оценками значений ч,
представленными на рис. 3 зависимостями ч (М), построенными для АФМ-сигналов длиной N = = 212 , 216, 220 при пик-факторе р/ = 7.
Из рис. 3 следует, что при увеличении N в 16 раз отношение "сигнал/(шум+помеха)" возрастает примерно на 12 дБ, а также происходит увеличение максимального числа помех Мтах, при котором
все еще возможно обнаружение полезного сигнала.
Зависимость отношения "сигнал/(шум+помеха)" после обработки от числа мешающих отражений
Ч (М) для сигнала длиной N = 216 при различных значениях пик-фактора представлена на рис. 4. С увеличением числа помех М отношение "сиг-нал/(шум+помеха)" снижается, а эффективность амплитудного ограничения падает. С ростом пик-фактора сигнала возрастает число помех, при ко-
Ч, дБ
35
30 —д \
25 — \ \ Ч
20 _ у \
2
15 3
10 1
0 5
\\
11
_1_
13 р/ = 15
I_11
20
25
М
Рис. 4
Ч, дБ 35 30 25 20 15 10
кх = 8
4
■ ■ '"Г
2
0
10 15 Рис. 5
20
25
М
тором возможно обнаружение полезного сигнала. Исследования показали, что максимальное число возможных помех Мтах не превышает удвоенного значения пик-фактора.
Повышение отношения "сигнал/(шум+помеха)" за счет увеличения минимальной длительности фазоманипулированной посылки в кх раз при фиксированном числе помех М иллюстрируется зависимостями ч (М) при длине сигнала N = 216 и пик-факторе р/ = 7 для различных значений кх (рис. 5).
Таким образом, варьирование значений параметров Р/ и кх позволяет оптимизировать параметры зондирующего сигнала для достижения необходимой вероятности обнаружения при амплитудном ограничении в условиях заданной по-меховой обстановки.
Проведенные исследования показали высокую эффективность метода амплитудного ограничения для обработки слабых полезных сигналов на фоне мощных мешающих отражений. Полученное выражение отношения "сигнал/(шум+помеха)" на выходе устройства корреляционной обработки, подтвержденное результатами моделирования, может использоваться для оптимизации параметров АФМ-сигналов. Оптимизация параметров зондирующего сигнала с псевдослучайным законом амплитудно-фазовой манипуляции обеспечивает повышение помехоустойчивости РЛС.
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1. Гантмахер В. Е., Быстров Н. Е., Чеботарев Д. В. Шумоподобные сигналы. Анализ, синтез, обработка. СПб.: Наука и техника, 2005. 400 с.
2. Быстров Н. Е., Жукова И. Н. Модель оценки помехоустойчивости РЛС с квазинепрерывным режи-
I. N. Zhukova, A. A. Ogarkov Yaroslav-the-Wise Novgorod state university
мом излучения и приема сигналов с псевдослучайной структурой огибающей // Вестн. НовГУ. Сер. "Техн. науки". 2011. № 65. С. 50-55.
Efficiency of amplitude restriction mode of interference with reception of wide-band signals with a pseudorandom law amplitude keying
Interference immunity of radar systems with reception of signals with pseudorandom law amplitude-phase shift keying in restriction mode of powerful passive interference is researched.
Radar systems, wide band signals, passive interference, interference immunity, amplitude restriction mode
Статья поступила в редакцию 16 июля 2013 г.
УДК 621.371.25;550.388.2
А. А. Колчев, Д. В. Хобер, А. И. Санников Марийский государственный университет
Особенности преобразования сосредоточенных помех в приемнике ЛЧМ-ионозонда
Проанализированы особенности преобразования сосредоточенных по спектру помех в приемнике ЛЧМ-ионозонда. Показано, что при обработке в приемнике полоса частот, занимаемая сосредоточенной помехой, увеличивается, а ее спектральная плотность уменьшается. Установлено, что ЛЧМ-ионо-зонды имеют преимущества перед импульсными ионозондами при исследовании ионосферных эффектов, возникающих вблизи частот сосредоточенных помех.
ЛЧМ-ионозонд, сосредоточенные помехи, аналого-цифровой преобразователь, ионосфера
Одной из основных проблем при использовании ионосферных коротковолновых (КВ) радиолиний различными радиотехническими системами является нестабильность канала распространения радиоволн. Решение этой проблемы состоит в оперативной диагностике радиолинии.
Широкое применение в системах оценки параметров ионосферного радиоканала нашли ионо-зонды с линейно частотно-модулированным (ЛЧM) сигналом [l], [2]. Примером такой системы служит Tactical frequency Management System AN/TRQ-35, принятая на вооружение в странах НАТО, в состав которой входят передатчик и приемник ЛЧM-ионозонда.
В работах [l], [3] предложены методики оценки спектральной плотности шума в КВ-диа-пазоне по ионограммам зондирования ионосферы
сигналами с ЛЧМ. Такие ионограммы получаются после обработки принятого сигнала методом сжатия в частотной области, когда принятый сигнал умножается на ЛЧМ-сигнал гетеродина, после чего анализируется спектр сигнала разностной частоты, выделенный низкочастотной фильтрацией. Замена гармонического сигнала гетеродина на ЛЧМ-сигнал приводит (при неравномерной спектральной плотности) к изменению распределения спектральной плотности шума.
Спектральный анализ сигнала разностной частоты осуществляется в цифровой форме после аналого-цифрового преобразования (АЦП). АЦП имеет ограниченный входной динамический диапазон, что для мощных сосредоточенных помех может привести к ограничению их уровня и занижению оценки спектральной плотности шума.
© Колчев А. А., Хобер Д. В., Санников А. И., 2013
49
