CC BY
18
Inverter for Installations with Intermittent Electricity Production
Ermuraki Iu., Berzan V.
Institute of Power Engineering of the Academy of Sciences of Moldova Chisinau, Republic of Moldova
Abstract. A new architecture of the inverter used in the convertion of electric energy generated by renewable energy sources is studied in this paper. The distinctive features of this inverter is the special block which compensates pulsing of the current with double frequency, characteristic for these inverters. The switching of electronic keys is realized using the method TCM In this block, like in the inverter, which assures the switching at the voltages near to zero (ZVC). The proposed algorithm of controlling the electronic keys permits to increase the work frequency up to hundreds of kHz. Electronic keys operate at variable frequency, which changes during the work cycle both slowly and by jump. The assurance of admissible heat regime is performed using forced cooling air flux and by convection. The increase of releasing process of the heat is assured by original construction of radiators which forms the turbulent mode of cooling air flux. These changes of the architecture of the inverter have allowed the minimization of mass, sizes and price indicators. It has been manufactured a functional laboratory sample with output power of 2kW the voltage of direct current of 450V or 48 V and output alternating voltage of 230V, with sizes 175mmX35mmX30mm.
Keywords: energy source, intermittent, converter, half bridge, high power density, inverter, triangular current mode (TCM), zero voltage switch (ZVS).
Convertor pentru instalalii cu caracter intermitent de producere a energiei electrice
Ermurachi Iu., Berzan V.
Institutul de Energetica al Academiei de §tiinte a Moldovei Chi§inau, Republica Moldova Rezumat. in acest articol se examineaza o noua arhitectura a invertorului utilizat pentru conversie energiei electrice produse din surse de energie regenerabila. Particularitatea acestui invertor este determinata de faptul, ca compensarea curentului cu frecventa dubla, caracteristic pentru aceste invertoare, este realizata de un bloc special. in acest bloc, precum §i in invertor, comutatia cheilor electronice se efectueaza cu utilizarea metodei TCM, care asigura comutatia lor la tensiuni aproape de zero (ZVS). Algoritmul propus de dirijare cu cheile electronice permite ridicarea frecventei lor de lucru pana la sute de kHz. Cheile electronice functioneaza la frecventa variabila, care se schimba atat lent, cat §i prin salt in ciclul de lucru. Asigurarea regimului termic admisibil se face prin utilizarea racirii fortate in flux de aer §i racire prin convectie. Sporirea cedarii caldurii degajate se asigura de o constructie originala a radiatoarelor, care formeaza regimul de turbulenta al fluxului aerului de racire. Aceste modificari ale arhitecturii invertorului au permis diminuarea indicatorilor de masa, volum §i pret. S-a confectionat o mostra functionala de laborator cu puterea de 2 kW cu tensiunea de curent continuu 450V §i 48 V cu tensiunea alternativa de ie§ire 230V, cu gabaritul (175mm x35mm x30mm). Cuvinte-cheie: sursa de energie, caracter intermitent, convertor, semi-punte, densitate de putere ridicata, curba curentului triunghiular, cheie electronice, comutatie la tensiunea zero.
Инвертор для электроэнергетических установок при флуктуации мощности
Ермураки Ю.В., Берзан В.П
Институт энергетики Академии наук Молдовы Кишинэу, Республика Молдова Аннотация. В данной статье рассматривается новая архитектура преобразователя, используемого для преобразования электроэнергии из возобновляемых источников энергии. Особенностью данного инвертора определяется тем, что компенсация пульсаций с удвоенной частотой входного тока источника этих преобразователей осуществляется с помощью специального функционального блока. В этом блоке, и в инверторе, переключение электронных ключей осуществляется с использованием метода тока треугольной формы (МТФ), который обеспечивает их переключение при напряжении, близком к нулю (переключение при пересечении нулевого значения). Предлагаемый алгоритм управления электронными ключами позволяет увеличить скорость их работы до сотен кГц. Электронный ключ работает при переменной частоте переключения, которая изменяется как монотонно, так и скачкообразно в течение одного рабочего цикла. Для обеспечения допустимого температурного режима используется естественное и принудительное воздушное охлаждение. Увеличение отдачи тепла достигается за счет применения оригинальной конструкции охлаждающих радиаторов при котором формируется
турбулентный режим охлаждающего воздуха. Эти изменения в архитектуре преобразователя позволили снизить массогабаритные показатели преобразователя, а также и его стоимость при изготовлении. Были изготовлены лабораторные образцы преобразователей постоянного тока в переменный ток со стабилизацией выходного переменного напряжения мощностью 2 кВт питающиеся от источников напряжения 450В и 48В при выходном стабилизированном напряжении переменного тока синусоидальной формы. Размер преобразователя с входным напряжением 450В постоянного тока равен (175мм х35мм х30мм).
Ключевые слова: источник энергии, флуктуация мощности, преобразователь, полумостовая схема, высокая плотности мощности, ток треугольной формы, электронные ключи,коммутация при нулевом напряжении.
Introducere
Valorificarea surselor de energie regenerabilà prezintà o prioritate pe plan international. Avantajele producerii energiei o constituie: accesibilitatea §i impactul nesemnificativ asupra mediului ale acestor tehnologii. Dezavantajele: caracterul intermitent al puterii surselor primare, densitatea de putere joasà, dificultàtile privind racordarea directà la retelele electrice centralizate ale instalatiilor de producere a energiei electrice din surse regenerabile. Pentru a asigura injectia puterii în re telele electrice aceste instalatii trebuie obligatoriu dotate cu convertoare de energie electricà care asigurà compatibilitatea cu retelele electrice fie de curent alternativ, fie de curent continuu. Ca componente obligatorii, convertoarele de curent continuu în curent alternativ (DC/AC) sau de curent continuu în curent continuu (DC/DC) includ ansambluri din elemente active §i elemente pasive.
Caracterul intermitent al procesului conversiei energiei surselor regenerabile (SER) în energie electricà fie de càtre modulele fotovoltaice (instalatii PV) sau instalatiile eoliene, influenteazà nu numai asupra volumului de energie produsà din aceste surse, dar §i asupra calitàtii energiei electrice produse §i injectate în reteaua, la care sunt conectate. Acestea conditioneazà §i unele cerinte specifice càtre invertoarele utilizate în aceste instalatii, inclusiv ce se referà la eficienta energeticà.
Sporirea eficientei producerii energiei electrice este caracteristicà pentru sistemele de tip hibrid, care includ concomitent instalatii PV §i eoliene [1,2]. Eficienta instalatiilor PV depinde de invertorul, care trebuie sà asigure functionarea modulelor fotovoltaice în punctul maxim de putere (PMP), prin ce se asigurà sporirea producerii energiei electrice.
Analiza solutiilor de realizare ale invertoarelor de tensiune aratà, cà în schemele functionale se includ multe elemente pasive, care au volume destul de mari, iar ca urmare aceasta
conduce la un consum ridicat de consumabile §i materiale active la confectionarea acestor invertoare, deci la dificultäti privind confectionarea sistemelor de racordare de tipul "low cost".
Micçorarea costului invertorului §i sporirea indicatorilor de masä §i volum se poate atinge prin utilizarea frecventei de comutatie ridicatä ale cheilor electronice, cumularea functiilor îndeplinite de diferite componente unitare într-un singur element constructiv, de exemplu inductiv, care are mfa§uräri destinate pentru realizarea diferitor functii amplasate pe un singur miez feromagnetic.
În topologia traditionalä a invertoarelor de tensiune cu comutatie durä, majorarea frecventei de comutatie are ca urmare creçterea pierderilor de comutatie §i creçterea costului sistemului de räcire al invertorului, diminuarea indicilor de masä §i gabarit [3].
Comutarea cheilor electronice se poate face în regim de durä §i moale comutatie, iar pentru micçorarea emisiilor electromagnetice (EMI) se utilizeazä filtre speciale. În invertoarele cu topologie traditionalä filtrul EMI ocupa pänä la o treime din volumul invertorului [4].
Analiza solutiilor de realizare ale invertoarelor cu topologia „transformatorless" [5] indicä, cä cu scopul mic§orärii pierderilor în circuitele de fortä se foloseçte un numär minimal de chei electronice, care au rezistenta internä minimalä. În caz cä circuitele de fortä includ diode, aceste diode se scurtcircuiteazä de chei electronice cu valori minimale ale rezistentei interne în regim deschis. Un dezavantaj al convertorului [5] cu topologia „transformatorless" îl constituie coeficientul ridicat de distorsiune al curentului, ce necesitä dotarea invertorului cu filtru EMI. Ca urmarea acestora, se majoreazä masa §i volumul, precum §i pierderile în filtru cu diminuarea randamentului invertorului [6,7].
În [8] este prezentatä o variantä modificatä a topologiei invertorului de tip transformatorless.
In comparare cu topología transformatorless de baza, varíanta modifícatá permite conexíunea bornelor de ie§ire cu sursa de alimentare prin intermediul unei diode, prin ce se asigurá o mic§orare semnificativá a emisiilor electromagnetice denumite EMI.
Aplicarea unei noi metode de comutatie a cheilor electronice, propusá in lucrarea [9], asigurá regimul de moale comutatie, deci aceastá comutatie are loc la tensiunea egalá cu zero a cheii electronice (tip ZVS) §i mic§orarea pierderilor de comutatie.
In lucrárile [10,11], in dezvoltarea comutatiei mole este propusá o tehnicá avansatá de comutatie in regim ZVS pe parcursul intregii perioade de alimentare, cunoscutá in prezent sub denumirea TCM (Triangular Current Mode). Tehnicá propusá de comutatie necesitá efectuarea calculelor numerice [10] sau másurarea unui ansamblu de márimi [11] pentru formarea comenzilor de dirijare cu cheile electronice ale invertorului. Urmare a acestora se pot utiliza frecvente ridicate de comutatie a cheilor electronice paná la sute de kHz. Aceasta a devenit posibil faptului, cá in schema invertorului sunt introduse mai multe celule conectate in paralel (configuratia MultiCell) §i dirijarea lor este posibilá de realizat cu decalaj de fazá al impulsurilor de comandá aplicate la cheile electronice.
In lucrare se propune o topologie nouá de realizare a convertorului de tip DC/AC, care asigurá regimul de moale comutatie ale cheilor electronice. Acest regim se realizeazá la o frecventá mai ridicatá in comparare cu regimul de comutatie durá prin ce se asigurá mic§orarea pierderile de comutatie in invertor §i a emisiilor perturbatiilor electromagnetice (EMI). De asemenea se analizeazá procedeul de comutatie ale cheilor electronice cu configuratia MultiCell, ce formeazá circuitul de fortá al invertorului cu controlul decalajului de fazá al impulsurilor de comandá ale acestor chei.
I. SOLUTIA PROPUSA DE COMPENSARE A CURENTULUI DE INTRARE CU FRECVENTA 100 Hz
In invertoarele de acest tip au loc pulsatii ale márimilor electrice cu frecventá dublá in comparare cu frecventa semnalului de ie§ire §i aceste pulsatii trebuie de filtrat sau compensat. Astfel, capacitatea condensatorului filtrului de intrare al invertorului la aceastá frecventá trebuie sá fie cel putin de 2,5 mF, de exemplu, pentru
puterea convertorului egalá cu 2 kW §i tensiunea de intrare 450 V. Ca rezultat volumul bateriei de condensatore este foarte mare chiar in cazul utilizárii condensatoarelor de tip electrolit, care se reflectá §i asupra costului invertorului.
In ciclul de lucru pe parcursul perioadei de formare a semnalului sinusoidal de ie§ire are loc schimbarea frecventei de comutatie a cheilor invertorului. Topologia invertorului propus se caracterizeazá de urmátoarele semne distinctive:
• pierderi reduse in cheile electronice in regimul lor deschis;
• asigurarea regimului ZVS pe parcursul intregii perioade de formare a semnalului de ie§ire;
• caracterul distribuit al pierderilor de comutatie in configuratia MultiCell asigurá sporirea eficientei rácirii invertorului;
• reducerea numárului de componente functionale ale filtrului EMI.
Cerintele impuse de regimul de functionare al invertorului privind adancimea pulsatiilor nu se racordeazá cu regimul admisibil de exploatare a condensatoarelor electrolitice, ceea ce are impact asupra indicilor de masá §i gabarit a filtrului (neutilizarea eficientá a capacitátilor energetice ale condensatoarelor filtrului). In fig. 1 se prezintá schema bloc a invertorului propus.
i x c4 K
L1
I
jcs C7
T „™
C11
L3
JCB ca
CS ^cio
Fig. 1. Schema bloc a invertorului.
Depä§irea dezavantajului privind indicii de masá §i gabarit ridicati in solutiile cunoscute este posibilä ca urmare a introducerii in schema convertorului a unui bloc special (BS), care este destinat pentru a realiza functiile de compensare a pulsatiei curentului sursei de alimentare PV (fig.1). '
Functia realizatä de acest bloc constä in dirijarea cu nivelul de pulsatii a tensiunii condensatorului filtrului, care constä in majorarea acestor pulsatii pänä la valoarea admisä de documentatia tehnicä a condensatorului. Prin aceasta se asigurä majorarea sarcinii condensatorului §i sporirea eficientei energetice a utilizärii lui, care are ca
rezultat imbunätätirea indicilor de masä §i gabarit a filtrului. Schema BS este prezentatä în fig.2.
3
TS
CÏ
zu
Fig. 2. Schema echivalentä a blocului special BS de compensare a curentului cu frecventa dublä.
Elementul BS (fig.1) este conectat in paralel cu invertorul de curent continuu in curent alternativ §i cu sursa de alimentare PV. Arhitecturä §i particularitätile de functionarea ale elementului BS sunt prezentate în fig.2. Elementul BS include cheile electronice T7 §i T8 de frecventä înaM (in convertorul dat cheile comutatoare sunt de tip SiC, care se §unteazä de diode de tip SiC), inductanta LBS §i
condensatorul CBS. Condensatorul CBS poate fi
de orice tip, care se selecteazä dupä criteriul respectiv, de exemplu pret minimal. Acestui criteriu a corespuns condensatorul de tip electrolitic. Condensatoarele ceramice au caracteristici nelineare, §i ca urmare sunt necesare investigatii suplimentare privind determinarea algoritmului de comandä ale cheilor electronice în conditii C=var în functie de tensiunea condensatorului.
Vom analiza principiul de formare al curentului de compensare, care se schimbä dupä legea functiei sinusoidale. Curentul de compensare se schimbä proportional cu curentul în sarcina invertorului IS §i poate oscila în bandä de (0-0,5)IS în regim de putere activä a invertorului. In elementul BS propus se foloseçte metoda TCM de comutatie a cheilor T7 §i T8 la valorile tensiunilor pe aceste chei aproape de zero (ZVS). Ca elementul BS sä formeze curent sinusoidal, tensiunea fluctuatiilor pe condensatorul CBS trebuie sä se schimbe dupä
legea unui polinom de gradul doi. Raportul dintre durata impulsului aplicat la cheia electronicä si pauzä se determinä de formula
UC BS - valoarea instantanee a tensiunii pulsatiei condensatorului; Ual PV - tensiunea sursei PV; timp - durata impulsului de comandä a cheii electronice;
Tcom - perioada impulsului de comandä.
Durata impulsului timp =const. este determinatä din conditia, ca miezul feromagnetic al inductantei LBS sä nu intre in starea de saturatie magneticä. La indeplinirea acestei conditii in inductanta LBS se scurge un curent de formä triunghiularä. Valoarea curentului prin inductanta LBS determinä timpul de incärcare a
capacitätii interioare a chei electronice, deci el determinä in a§a mod durata pauzei dintre impulsurile de comandä, care asigurä excluderea regimului de scurtcircuit in celulä (a curentului cheie-cheie). Durata acestei pauze este determinatä de timpul necesar pentru asigurarea procesului garantat de inchidere a cheilor.
O altä conditie o constituie cerinta, ca curentul IL in inductanta LBS in timpul comutatiei trebuie sä depä§eascä o oarecare valoare minimalä Imin.
Conform fig. 3 reiese, cä in caz cä curentul de compensare Icomp este mic, frecventa de
comutatie a cheilor electronice T7 §i T8 este de asemenea joasä. Cu cre§terea curentului de compensare Icomp cremte §i frecventa de comutatie.
U.
cms
'imp
mummt
(u
C.BS / Ual.PV
) (timp. / Tcom ) ,
(1)
Fig. 3. Diagramele evolutiei în timp a tensiunii condensatorului CBS, frecventei /com. de comutatie a cheilor, curentului Icomp. de compensatie, curentul il în inductanta lbs .
în care
La micçorarea curentului prin inductanta LBS sub valoarea Imin , frecventei fcom de comutatie
min y »i/ com. »
a cheilor electronice ale BS i se atribuie prin salt o valoare mai mare, întru excluderea in procesul functionàrii convertorului a regimului de trecere a curentului inductantei IL prin zero (fig.4).
Fig. 4. Diagramele evolutiei in timp a tensiunii condensatorului CBS, frecventei /com. de comutatie a cheilor, curentului Icomp. de compensatie, curentul il in inductanta lbs pentru conditia il < |imin| .
Concomitent, pentru acest curent se indepline§te conditia IL > imin. Aceastá arhitectura §i modul de comutatie a cheilor electronice permite majorarea frecventei de comutatie /com paná la cateva sute de kHz.
Deoarece frecventa de comutatie fcom = var.
este variabilá, aceasta conduce la diminuarea pierderilor de comutatie in cheile electronice.
Utilizarea algoritmului nou de dirijare cu cheile electronice §i arhitecturii modificate a elementului BS a asigurat mic§orarea capacitátii necesare a condensatorului CBS de la mii la sute
de ^F. Bateria de condensatoare a elementului BS este prezentatá in fig. 5.
În solutia propusä invertorul are volumul de 41,7 cm3. Inductanta LBS asigurä procesul de
comutatie §i de limitare a curentului in cheile T7 §i T8, având valoarea de unitäti de ^H.
II. REGIMUL DE FUNCTIONARE A CONVERTORULUI DC/AC
Arhitectura convertorului de tip DC/AC (fig.6) include doua brate. Primul brat include un convertor de tip semi-punte (half-bridge) formata din doua chei electronice T1 si T2 cu tranzistori de tip Si MOSFET. Al doilea brat contine doua celule identice. Prima celula este formata din cheile electronice T3 §i T4, iar a doua celula este formata din cheile electronice T5 si T6. In acest brat se folosesc tranzistori de tip SiC MOSFET, care corespund cerintelor sporite privind nivelul de pierderi la varierea valorilor frecventei înalte.
Tipul tranzistorilor din primul brat s-a selectat dupa criteriul pretului mic §i rezistentei ohmice interne minimale. Tranzistorii T1 §i T2 functioneaza la frecventa de 50 Hz.
•71-
? I
"i i
Cdcac t
DC'AC
—II-—c^rr—
Ldc/ac
Fig. 6. Schema echivalentä a convertorului DC/AC
În fig. 7 se prezintä diagramele evolutiei în timp a tensiunii condensatorului CJ
DC /AC '
frecventei fcom de comutatie a cheilor, curentului IL în inductanta LDC/AC.
1/ A v
V Á ^
Fig. 5. Vedere a bateriei de condensatoare BS.
Fig. 7. Diagramele evolutiei in timp a tensiunii condensatorului cDCIAC, frecventei /com. de comutatie a cheilor, curentului I, in inductanta LDC,AC.
S-a utilizat urmätoarea notare a märimilor:
UC DC/AC- valoarea instantanee a tensiunii
pulsatiei condensatorului C
DC/AC '
Ual.PV - tensiunea sursei PV;
timp. - durata impulsului de comandä a
cheii electronice;
Tcom - perioada impulsului de comandä.
Durata impulsului timp =const., este
determinatä din conditia, ca miezul feromagnetic al inductantei LDC/AC sä nu intre in starea de saturatie. La indeplinirea acestei conditii in inductanta LDC/AC se scurge un curent de formä triunghiularä. Valoarea curentului prin inductanta LDC/AC determinä timpul de incärcare
a capacitätii interioare a chei electronice, deci el determinä in a§a mod durata pauzei dintre impulsurile de comandä, care asigurä excluderea regimului de scurtcircuit in celulä (curentul cheie-cheie). Durata acestei pauze este determinatä de timpul necesar pentru asigurarea procesului garantat de inchidere al cheilor.
O altä conditie o constituie cerinta, ca curentul IL in inductanta LDC/AC in timpul comutatiei trebuie sä depä§eascä o oarecare valoare minimalä Imin . Conform fig. 7 reiese, cä
in caz cä curentul in sarcinä este mic, atunci §i frecventa de comutatie a cheilor electronice T3-T6 este micä, iar cu cre§terea tensiunii sarcinii cremte §i frecventa de comutatie. Aceastä cre§tere se produce pänä cänd tensiunea sarcinii atinge valoarea Ual PV /2, iar dupä atingerea valori
Ual PV /2 frecventa de comutatie se mic§oreazä
(fig. 7).
Fig. 8. Diagramele evolutiei in timp a tensiunii
condensatorului CD
, frecrontei /com. de
comutatie a cheilor, curentului IL in inductanta
LDC/AC pentru conditia IL < | /mm | .
La mic§orarea curentului prin inductanta LDC/ac sub valoarea minimalá Imin, frecventei
de comutatie a cheilor electronice ale convertorului DC/AC i se atribuie prin salt o valoare mai mare, dupá care aceastá frecventá descreyere paná la atingerea de cátre tensiunea instantanee a sarcinii a valorii amplitudinii (fig. 8). Concomitent, pentru acest curent se indepline§te conditia IL > Imin .
Regimul de functionare al celulelor bratului al doilea format de cheile T3-T6, care lucreazá cu un decalaj de fazá de la 0 paná la 90 grade, permite mic§orarea curentului sumar de comutatie a bratului a doilea, asigurand mic§orarea emisiilor EMI [6,7]. Aceastá arhitecturá si modul de comutatie TCM permite majorarea frecventei de comutatie paná la sute de kHz a tranzistorilor T3,T4 §i T5, T6. Concomitent, varierea frecventei de comutatie /com permite mic§orarea pierderilor de energie in
procesul de comutatie. Inductanta LDC / AC
utilizatá pentru comutatie si limitarea curentului in cheile electronice T3-T6 are valoarea de unitáti pH, condensatorul CDC/AC de filtrare ale
armonicilor generate in procesul de comutatie de cátre cheile T3-T6 are valoarea de unitáti de pF. Curentul IAC in sarciná prezintá o sinusoidá cu un ansamblu foarte redus de armonici superioare.
A. Dirijarea cu convertorul
Sistemul de dirijare cu convertorul este realizat in baza microprocesorului ATMEGA-48. Algoritmul de comandá permite asigurarea regimului de functionare a instalatiei PV in punctul maxim de putere (PMP) la varierea fluxului radiatiei solare. Determinarea pozitiei
PMP se face in baza aproximarii caracteristicii de putere a modulelor PV cu utilizarea polinoamelor de gradul trei (splain cubic). In algoritmul propus pentru determinarea PMP este necesar de avut prima §i a doua derivata a functiei evolutiei PMP in dependenta de fluxul de radiatie solara. In calitate de informatie primara la determinarea punctului PMP se utilizeaza valorile masurate ale curentului §i tensiunii modulelor PV.
B. Minimizarea componentelor pasive ale convertorului DC/AC §i DC/DC
Pentru minimizarea dimensiunilor elementelor pasive utilizate in invertorul propus, a condensatoarelor si inductivitatilor s-au folosit diferite solutii:
1. Folosirea unei noi arhitecturi si mod de comutatie TCM intru majorarea frecventei de comutatie a cheilor electronice pana la sute de kHz. Aceasta asigura mic§orarea dimensiunilor componentelor pasive in elementul BS, in convertorul DC/AC §i in filtrul EMI. La aceasta a contribuit §i folosirea in invertor a noilor tipuri de tranzistori SiC C3M0065090J cu diode SiC, conectate in paralel §i in contra sens cu cheile electronice T3-T8.
2. Mic§orarea elementelor pasive inductive ne permite §i utilizarea solutiei de amplasare a tuturor inductivitatilor invertorului intr-un singur element constructiv cu trei infa§urari amplasate pe acela§i miez feromagnetic §i conectate astfel ca sa nu conduca la saturarea miezului feromagnetic. De asemenea la mic§orarea dimensiunilor inductorului §i condensatorului CDC/AC a
convertorului DC/AC contribuie comutarea celulelor bratului al doilea cu decalaj de faza de 900, prin ce se asigura mic§orarea amplitudinii fluctuatiei tensiunii pe filtru cca. de 2 ori.
3. Folosirea unui nou tip de radiator individual pentru fiecare cheie electronica cu un volum redus al consumabilelor utilizate pentru confectionarea radiatorului, care se caracterizeaza §i de turbulenta fluxului de racire. Ca urmare a rasucirii sarmelor §i confectionarea radiatoarelor individuale din sarme rasucite s-a asigurat un raport mai ridicat ale suprafetei de convectie §i volumului elementelor de cedare a caldurii.
4. Amplasare unor infa§urari suplimentare cu numar de spire redus pe miezul
feromagnetic al inductorului, destinate pentru alimentarea circuitelor de comandä §i mäsurare ale invertorului.
III. EFICIENTIZAREA CEDÄRII CÄLDURII
Intru intensificarea procesului de cedare a cäldurii eliminatä în convertor s-a optimizat geometria çasiului (cuvei) acestui convertor. Peretii cuvei sunt suprafetele ce cedeazä cäldura în mediul mconjurätor prin convectie. Optimizarea a constat în determinarea dimensiunii minimale ale uneia din laturile cuvei dupä criteriul asigurärii raportului maximal dintre suprafata exterioarä de räcire §i volumul invertorului. In invertor se foloseçte §i o räcire fortatä cu aer a componentelor interioare ale convertorului.
Vom analiza räcirea fiecärui element aparte al convertorului.
Cedarea cäldurii condensatorului CBS de stocare a energiei de curent continuu a elementului BS din cauza pierderile din acest condensator se face atât prin peretii cuvei, cât §i de fluxul fortat de aer. Condensatorul CBS este format din 12 condensatoare elementare montate in doua nivele care sunt conectate in paralel. Intre condensatoarele elementare sunt montate foi de aluminiu (fig.5), cea ce permite majorarea suprafetei de contact a elementului räcit cu fluxul de aer. Condensatorul este amplasat in cuvä la intrarea fluxului aerului de räcire si are contact termic cu peretii cuvei invertorului. Condensatoarele elementare §i foliele de aluminiu sunt orientate in directia fluxului de aer.
Cedarea cäldurii de inductorul convertorului care cumuleazä functiile exercitate de inductanta LBS a elementului BS §i a doua inductante
Ldc:iaC a convertorului DC/AC §i care sunt
amplasate pe miezul acestui inductor în calitate de componente ale surselor axilare de alimentare a circuitelor de comandä. Cedarea cäldurii eliminatä în inductor se face pe douä cäi - prin peretii cuvei §i prin räcirea fortatä cu aer. Inductorul, care are forma paralelipipedului este de asemenea orient cu latura ce mai mare paralel cu directia fluxului aerului de räcire.
Cedarea cäldurii de cheile electronice se face cu ajutorul radiatoarelor individuale pentru fiecare cheie. Radiatorul este format din elemente termoconductoare din cupru, care sunt confectionate din doua sârme räsucite ( fig.10).
Fig. 10. Vedere a radiatorului pe vare sunt móntate cheile electronice.
Capetele sarmelor rásucite sunt lipite cu staniu §i formeazá o suprafatá de contact pe care se monteazá cheile electronice. Invertorul are douá ansambluri de radiatore formate de cate 4 radiatoare separate electric. Pe primul ansamblu sunt montate cheile electronice T1,T2, T7, T8. Acest ansamblu este montat intre condensatorul CBS §i inductor, care este rácit de fluxul de aer.
Cheile T3-T6 sunt amplasate pe al doilea ansamblu de radiatoare, care este plasat intre inductor §i ventilator. Sarmele rásucite sunt plasate perpendicular in fluxul aerului rácitor.
IV. COMPATIBILITATEA ELECTROMAGNETICA
Solutia propusa de filtrare §i compensare a zgomotului de comutatie este prezentatá in fig. 1 §i dupá destinatie §i realizare corespunde filtrului de tip EMI, dar cu un volum redus. Comenzile de dirijare a cheilor electronice ale celor douá brate a convertorului DC/AC au unghiul de defazaj egal cu 180o, ceea ce asigurá practic excluderea tensiunii de curent continuu la bornele de ie§ire ale invertorului. Arhitectura propusa prevede doua filtre EMI, unul de intrare §i unul de ie§ire. Primul filtru este realizat cu o singura treapta, iar al doilea cu trei trepte de filtrare. Filtrele in cascadá au coeficientul de atenuare al zgomotului de comutatie mai mare, in comparare cu filtrul de aceia§i putere, dar realizat intr-o singurá cascadá. Elementele inductive ale filtrului EMI de ie§ire cu trei trepte in cascadá sunt confectionate pe acelea§i miez feromagnetic comun (fig. 11). Prin aceasta se asigurá mic§orarea dimensiunilor si a masei filtrului.
Fig. 11. Vedere a elementului inductiv format din inductantele LBS §i LDC/AC .
V. TESTARI EXPERIMENTALE ALE MOSTREI FUNCTIONALE A CONVERTORULUI DC/AC
Cu scopul verificárii performantei solutiei tehnice de realizare a convertorului §i a metodei de comutatie a cheilor electronice s-a confectionat mostra functionalá cu puterea 2 kW. Date tehnice mai extinse, care caracterizeazá acest convertor sunt prezentate in tabelul 1.
TABELUL I. DATE INTRARE UTILIZATE LA PROIECTAREA DI CONFEC DIO-NAREA MOSTREI INVERTORULUI MONOFAZAT
CU PUTEREA DE 2kW [12]
Denumlrea parametrului Valorile preconízate de caietul de sarcina Comentarii
Valoarea sarcinii 2 kVA 2 kVA la alimentarea convertorului de la reteaua cu 240V §i frecventa 60 Hz
Densitatea de putere < 40 in3 Forma cuvei dreptunghiulare cu dimensiunea sub 20 inc §i minimal 0,5 inc..
Tensiunea de alimentare 450 V DC, 10 a Resistor
Tensiune de ieçire 240 +/12V, AC Monofazat
Frecventa curen-tului alternativ 60 +/0.3Hz Monofazat
Factorul de putere a sarcinii 0.7+1
Coeficientul de distorsiune a tensiunii de ieçire THD+N < 5% Valoarea sumara a armonicilor superioare + zgomotul
Coeficientul de distorsiune a cu-rentului de ie§i-ere alternativ THD+N < 5% Valoarea sumara a armonicilor superioare + zgomotul
Randamentul > 95 % Masurat ca valorea medie ponderata pentru diferite sarcini cu metoda CEC,
Pulsatia < 20 % Masurarea marimilor
curentului de Ipeakpeak /¡average la
intrare (cu tensiunea 450 V la
frecventa 120 alimentrea printr-un resistor
Hz) de 10 a
Pulsatia Masurarea marimilor
tensiunii de < 3% Vpeakpeak /Vaverage la
intrare (120 Hz) tensiunea de 450 V §i rezistorul ín serie de 10 a
Valoarea maxi- < 60 °C Testarea la temperatura
malä a tempera- mediului ambient 15 °C
turii în regim stationar a 30°C . Temperatura maximal sub < 60 °C
invertorului
Compatibilitatea electromegneticä FCC Part 15 B
Valoarea < 5 mA Masurata ín mod direct, sau
maximalä a ca diferenta curenta
curentului de íntre conductoarele sub
scurgere în sol potential §i cel neutru a circuitelor AC
In fig. 12 §i fig. 13 se prezintä mostre de laborator ale convertorului realizate dupä solutia propusä. Componenta functionalä CBS din schema elementului BS a fost confectionatä din 6 condensatore cu capacitatea fiecäruia egalä cu 2,2 pF cu tensiunea nominalä de 1000V., care sau conectat în paralel în baterie.
Fig. 12. Mostra convertorului cu puterea 2 kWcu alimentarea de la sursa de curent continuu cu tensiunea de 450V.
Fig. 13. Mostra convertorului cu puterea 2 kW cu alimentarea de la sursa de curent continuu cu tensiunea de 4SV.
Fig. 14. Tensiunea de ieçire a convertorului U=230 V, f= 61,5 Hz si sarcina activa Rs=28 Olim.
15AVË/RËC
Save All
Fig. 15.Curentul în sarcinä pentru cazul puterii de 2kW §i frecventa f=61,5 Hz.
■Qi El-Jul'15 Eis35 SIMB TT
~! ......... -T. ........ .-1-1-
SAVE/REC
Save All
USB :..
KHÉSBEH
Destination
MAIN
CHI — 5U
M2.5ros TiCHl EDGE / <2ЭНг
снг — 5U
Fig. 16. Evolutia valorii tensiunii de intrare a convertorului la alimentare de la o sursä de curent continuu cu tensiunea 450V cu puterea limitatä.
In fig. 14 §i 15 sunt prezentate curbele tensiunii §i curentului în sarcina activä RS =28 Ohm (de ieçire), iar în fig. 16 §i 17 curbele tensiunii §i curentului la intrarea în convertorul prezentat în fig. 12.
Fig. 17. Evolutia valorii curentului intrare a convertorului la alimentare de la o sursä de curent continuu cu tensiunea 450V cu puterea limitatä.
Cu scopul determinärii regimului termic §i a valorilor parametrilor de eficientä, inclusiv stabilitatea termicä la fonctionarea pe parcursul a trei ore, deci la atingerea garantatä a regimului termic stationar, varianta convertorului (a vedea fig. 12) a fost testat sub sarcinä pänä la atingerea regimului termic stationar cu mäsurarea valorii temperaturii suprafetelor componetelelor active §i pasive. Incärcarea convertorului s-a fäcut la puterea de 2 kW, care prezenta o sarcinä pur activä, deci cu factorul de putere cos pS = 1. Rezultatele acestor testäri sunt prezentate în tabelul II.
Tabelul II. Rezultate ale testàrii mostrei convertotului în regim de sarcinà activà de 2 kW.
Denumirea parametrului Valoarea parametrului
Potentialul fatä de sol 240 V
Valoarea maximal a sarcinii la testare 1999 W/28 Q
Volumul mostrei convertorului cu formä dreptunghiularä 11,2 inc3
Dimensiunea cuvei cu forma dreptunghiului 6,89 inc x 1,38 inc x 1,18 inc (175mm x35mm x30mm)
Densitatea de putere pentru mostra de 2 kW 178 W/inc3
UDC valoarea efectivä a 400 V
tensiunii de intrare
IDC valoarea efectivä a 5,06 A
curentului intrare
UAC valoarea efectivä a 239,8 V
tensiunii alternative de ieçire
IAC valoarea efectivä a 8,34 A
curentului alternativ de ieçire
Randamentul convertorului DC/AC >98%
Coeficientul de distorsiune sumar al tensiunii (armonicile superioare +zgomotul) < 5%
Coeficientul de distorsiune sumar al curentului (armonicile superioare +zgomotul) < 5%
Pulsatia curentului de intrare 15,5%
Devierea tensiunii alternative de ieçire 2,7%
Valoarea maximalä a temperaturii pe suprafata cuvei 620C
Temperatura mediului înconjurâtor la realizarea testului 330C
Concluzii
1. Solutia propusä de realizare a convertorului de tip DC/AC §i metoda de comutatie a cheilor electronice permite de a majora esential (pânä la sute de kHz) frecventa de comutatie a cheilor, deci §i capacitatea de transfer de energie din circuitul DC în circuitul AC. Rezultatul sesizabil constä în micçorarea masei §i volumului componentelor pasive, iar integral §i a indicilor de masä §i volum al convertorului de acest tip.
2. Pentru a avea forma sinusoidalä a curentului de ieçire al invertorului, tensiunea fluctuatiilor pe condensatorul blocului de compensare a pulsatiilor curentului sursei de alimentare trebuie sä se schimbe dupä legea unui polinom de gradul doi.
3. Pentru aproximarea functiei de putere a modulelor PV s-a utilizat polinomul de gradul trei, ceea ce a permis determinarea prin calcul a punctului maxim de putere a modulelor PV prin mäsurarea valorilor curentului §i tensiunii curente la varierea intensitätii radiatiei solare, utilizând prima §i derivata a doua.
4. S-a propus o solutie eficientä de asigurare a intensificärii procesului de cedare a cäldurii de la cheile electronice prin utilizarea radiatoarelor confectionate din douä sârme räsucite.
5. Realizarea ca un element constructiv integrat ale elementelor inductive de asemenea asigurä îmbunätätirea indicilor de masä §i gabarit a convertorului DC/AC per unitate de putere.
6. Testärile experimentale au confirmat corectitudinea §i eficienta solutiei propuse de realizare a convertorului, ce se confirmä prin atingerea pentru puterea de 2 kW a randamentului în regim de sarcinä nominalä activä a valorii ce depä§e§te 98% §i a densitätii de putere la nivel de 178 W/inc3.
Bibliofragie
[1] Implementarea convertorului de putere folosit pentru extragerea energiei maxime din turbina eoliana.http://innowecs.utcluj.ro/rapoarte/decemb rie20137RaportPetreusDec2014.pdf
[2] Pragya Nema, R.K. Nema, Saroj Rangnekar, "A current and future state of the art development of hybrid energy system using wind and PV - solar: A review", Renewable and Sustainable Energy Reviews, vol. 13, pp. 2096 - 2103, 2009.
[3] U.Badstuebner, J. Biela, D. Christen, and J. W. Kolar, "Optimization of a 5-kW telecom phase-shift DC-DC converter with magnetically integrated current doubler," IEEE Trans. Ind. Electron., vol. 58, no. 10, pp. 4736-4745, Oct. 2011.
[4] J. W. Kolar, J. Biela, and J. Miniboeck, "Exploring the pareto front of multi-objective single-phase PFC rectifier design optimization— 99.2% efficiency versus 7kW/dm3 power density," in Proc. IEEE 6th Int. PowerElectron. Motion Control Conf., 2009, pp. 1-21.
[5] F.Musavi, M. Edington, W. Eberle, and W. G. Dunford, "Evaluation and efficiency comparison of front end AC-DC plug-in hybrid charger topologies," IEEE Trans. Smart Grid, vol. 3, no. 1, pp. 413-421, Mar. 2012.
[6] Differential and Common Mode Noise - Murata. http://www.murata.eom/~/media/webrenewal/pro ducts/emc/emifil/knowhow/26to30.ashx.
[7] EMI and Layout Fundamentals for Switehed-Mode Circuits.
http://eeee.eolorado.edu/~eeen5797/eourse mater ial/layout.pdf.
[8] http://www.vineoteeh.com/fileadmin/downloads/ power/ApplicationNotes/ AN200912DesignconceptsinglephaseTL.pdf.
[9] L.Huber, B. T. Irving, and M. M. Jovanovie, "Effect of valley switching and switching-frequency limitation on line-current distortions of DCM/CCM boundary boost PFC converters," IEEE Trans. Power Electron., vol. 24, no. 2, pp. 339-347, Feb. 2009.
[10] C. Marxgut, J. Biela, and J. W. Kolar, "Interleaved triangular current mode (TCM) resonant transition, single phase PFC rectifier with high efficiency and high power density," in Proc. Int. Power Electron. Conf. , 2010, pp. 1725-1732.
[11] B.Su, J. Zhang, and Z. Lu, "Totem-Pole boost bridgeless PFC rectifier with simple zero-current detection and full-range ZVS operating at the boundary of DCM/CCM," IEEE Trans. Power Electron, vol. 26, no. 2, pp. 427-435, Feb. 2011.
[12] https://www.littleboxehallenge.eom
Despre autori.
Ermurachi Iurie - cercetätor ¡¡tiintific al Institutului de Energeticä al ADM. Domeniile de interes ¡tiintific: eficienta echipamentelor electrotehnice ¡i energetice ( elaborarea ¡ji implementare echipamentelor de compensare ¡ji reglare a puterii reactive in retelele electrice), sporirea eficientei utilizärii energiei electrice, elaborarea convertoarelor de energie electricä. Autor ¡¡i co-autor a 45 de publicatii ¡jtiintifice, a 22 brevete de inventie, ale mostrlore de echipamente cu indici sporiti de eficientä energeticä. E-mail: ermurachi.iurie@ie.asm. md
Berzan Vladimir - doctor habilitat in tehnicä, director adjunct pe probleme de ¡jtiintä al Institutului de Energeticä al ADM.
Domeniile de interes ¡jtiintific: diagnostica utilajului energetic, procese tranzitorii in retele electrice neomogene, modelarea matematicä, transportul energiei electrice la distante mari, surse de energie renovabile., sisteme de conversie a energiei electrice. Autor a peste 230 de publicäri ¡jtiintifice, inclusiv 39 patente, 11 monografii ¡i 3manuale. E-mail: berzan@ie.asm.md
