АЛГОРИТМЫ ФОРМИРОВАНИЯ И ОБРАБОТКИ РАДИОСИГНАЛОВ КОМАНДНО-ТЕЛЕМЕТРИЧЕСКОЙ РАДИОЛИНИИ И ТЕХНИЧЕСКИЕ ПРЕДЛОЖЕНИЯ ПО ИХ РЕАЛИЗАЦИИ Текст научной статьи по специальности «Электротехника, электронная техника, информационные технологии»

DOI 10.25987^Ти.2020.16.2.014 УДК 621-376

АЛГОРИТМЫ ФОРМИРОВАНИЯ И ОБРАБОТКИ РАДИОСИГНАЛОВ КОМАНДНО-ТЕЛЕМЕТРИЧЕСКОЙ РАДИОЛИНИИ И ТЕХНИЧЕСКИЕ ПРЕДЛОЖЕНИЯ ПО ИХ РЕАЛИЗАЦИИ

Д.Г. Пантенков1, В.П. Литвиненко2

ХАО «Кронштадт», г. Москва, Россия 2Воронежский государственный технический университет, г. Воронеж, Россия

Аннотация: стохастические параллельно-последовательные широкополосные сигналы могут быть использованы в командно-телеметрических каналах беспилотных подвижных объектов авиационного, наземного или морского базирования в силу того, что обладают низкой вероятностью их обнаружения при радиомониторинге по сравнению с широкополосными сигналами (ШПС) детерминированной структуры, высокой структурной скрытностью и высокой устойчивостью к преднамеренным помехам. При этом понятие скрытности при передаче полезной информации включает в себя энергетический, информационный и структурный аспекты, которые имеют ввиду устойчивость к доступу информации, содержащейся в радиосигнале, к вскрытию «тонкой структуры» и последующему анализу, а также к обнаружению самого сигнала по его спектральной плотности мощности (отношению энергии радиосигнала к занимаемой им полосе частот). Представлены результаты разработки аппаратно-программного комплекса (радиосистемы передачи данных) на основе стохастических М-ичных параллельно-последовательных широкополосных сигналов (СМПШПС), а также рассматриваются вопросы анализа пик-фактора, автокорреляционной функции (АКФ), функции спектральной корреляции (ФСК), вероятности ошибки на бит передаваемой информации для СМПШПС, представлены разработанные структурные схемы передающего устройства, многофункциональный алгоритм демодуляции и синхронизации СМПШПС. Показана принципиальная возможность реализации стохастических параллельно-последовательных широкополосных сигналов на современных аппаратных платформах с учетом требований по вычислительным ресурсам, скоростям передачи информации

Ключевые слова: стохастические параллельно-последовательные широкополосные радиосигналы, функция спектральной корреляции, осциллограмма, вероятность ошибки, алгоритм демодуляции и синхронизации, практическая реализация, ПЛИС, цифровой сигнальный процессор, вычислительные ресурсы

Введение

Проведенный анализ показал, что известен ряд научно-технических и диссертационных работ [1-6], в которых представлены результаты серьёзной проработки возможности применения М-ичных многочастотных стохастических параллельно-последовательных широкополосных радиосигналов.

В рамках работ [1-6] рассмотрен ряд принципиальных технических вопросов по данной тематике, обладающих большой научной новизной и практической значимостью, а именно:

- разработано сразу несколько способов формирования ансамблей ортогональных М-ичных СМПШПС, которые обладают улучшенными свойствами в части структурной скрытности и помехоустойчивости применительно к оптимальным помеховым воздействиям в сравнении с известными типами сигналов;

- проведены исследования свойств разработанных сигналов, их пик-факторов и автокорреляционных функций, сравнительный анализ

© Пантенков Д.Г., Литвиненко В.П., 2020

структурной скрытности СМПШПС, которые сформированы с использованием алгоритма ор-тогонализации Грама-Шмидта и сигналов с МОК-модуляцией (представляет собой М-ичное ортогональное кодирование) на базе известного метода обнаружения сигналов с помощью функции спектральной корреляции, показывающие, что ортогональные СМПШПС более высокой скрытности;

- проведен сравнительный анализ эффективности использования сформированных стохастических параллельно-последовательных широкополосных сигналов с сигналами ФМ-2 с целью зондирования КВ-канала и передачи служебной информации. При этом полученные результаты показывают, что стохастические параллельно-последовательные широкополосные сигналы обеспечивают сопоставимые с традиционными сигналами показатели, но при более высокой структурной скрытности [1-6];

- предложенные способы формирования ансамблей ортогональных в усиленном смысле (ОУС) СМПШПС обеспечивают формирование сигналов, обладающих повышенной помехоустойчивостью (помехозащищённостью) и

структурной скрытностью, используемые в системах связи общегражданского и специального назначения;

- экспериментальный макет системы передачи данных на базе ортогональных СМПШПС, которые сформированы с использованием обобщённого алгоритма Витерби (ОАВ), что позволяет доказать работоспособность данной системы и её практическую реализуемость с учетом текущего состояния и перспектив развития электронно-компонентной базы.

Данная статья направлена на развитие данной тематики в практической плоскости.

Технические требования к разрабатываемой радиосистеме

1. Разрабатываемая радиосистема должна обеспечивать:

- повышенную скрытность работы;

- повышенную устойчивость к оптимизированным помехам по сравнению с известными сигналами.

2. Радиосистема должна использовать все преимущества работы с широкополосными сигналами:

- множественный доступ;

- высокая структурная скрытность;

- низкая вероятность перехвата и разведки;

- ослабление интерференции и др.

3. В радиосистеме должно применяться

т I

S(к} (* )=! 2> к-0 -1)-^ ]х

А?} соС)- Р

кодовое разделение каналов за счет использования ансамблей ортогональных М-ичных стохастических параллельно-последовательных широкополосных сигналов.

4. Численные характеристики системы:

- ширину используемой полосы частот выберем равной АР = 5 - 20 МГц;

- зададим набор информационных скоростей Яи = 2,4; 4,8; 9,6 кбит/с.

В данной статье приведен ряд графических зависимостей, полученных по результатам имитационного моделирования в среде Simulink прикладного пакета программ МаШ1аЬ. Некоторые из зависимостей получены для параметров с меньшим значением, чем те, которые указаны в требованиях к радиосистеме. В частности, структурная скрытность СМПШПС анализируется при значительно меньшей полосе сигнала.

Характеристика стохастических параллельно-последовательных широкополосных сигналов

Вид сигналов - М-ичные ортогональные стохастические многочастотные параллельно-последовательные широкополосные сигналы имеют вид [1-6]

ми (со{) + л/-Гр(к} «и (с) + V—1^(с)] (1)

¿=1 ]=1

где / - частотная литера в сигнале (/ = 1..т); т - количество частотных литер; _/ - номер

субэлемента сигнала (] = 1..1); I - число временных субэлементов в сигнале с длительно-

Т

стью каждого tи = —; Т - длительность сигнала;

срезающая функция g[ - (/ - 1) - tи ], вы-яе

g (t )=

числяемая в виде

[1 при (] -1)-^ < t < Ри; I 0 при других t.

(2)

с -

частота

I -й

поднесущей;

Р\к), Ръ^ - квадратурные составляющие (КС)

СМПШПС.

Модуляция с помощью р^к), р2к) является

квадратурной модуляцией псевдослучайным аналоговым сигналом. Стохастический парал-

лельно-последовательный широкополосный сигнал имеет матричную структуру и состоит из т поднесущих и I субэлементов. Эта особенность обеспечивает СМПШПС [2-3]:

- возможность повышения помехоустойчивости (помехозащищенности) за счет увеличения базы сигнала В = т -1;

- устойчивость к воздействию узкополосных помех за счет режекции пораженных под-несущих.

Расстояние между поднесущими СМПШПС, исходя из условия ортогональности, устанавливается равным А/ = 1/ tи. Общая полоса сигнала равна АР = т - А/.

Способ формирования сигналов

Стохастические параллельно-

последовательные широкополосные сигналы

формируются с использованием алгоритма ор-тогонализации Грама-Шмидта из исходных аналоговых псевдослучайных последовательностей (АПСП) с заданными свойствами [1-6].

В результате процедуры ортогонализации возможно получить квадратуры сигналов:

а) ортогональных в усиленном смысле (не-

когерентный прием);

б) ортогональных в обычном смысле (ко-гер ентный/квазикогер ентный прием).

Выражения для формирования КС сигнала, ортогональных в усиленном смысле, приведены ниже [1-6]

к-1

О) _ О) V Ро1у _ О - Е

О) _ Ок)

Но 2у Н2у

г _1

к-1 Е

Г _1

I т

Оп' ЕЕ

П _1 г_1

оч' ок'+о2п о2 п

о2 п ЕЕ

П_1 г _1

О' )2+(о2;' )2

О1 Оп1 + о2 Ы П (О > )2+(о2 П )2

I т

- о2 ? ЕЕ

П _1 г_1

О(к) О(;) , О) Ок) - Ау О + Ау Ау

Л\

+О' Е Е

П_1 г_1

О' )2 +(о£> )2

о1к О2П + О1 о2 П (о!;' )2+(о2 ? )2

ЛЛ

(3)

(4)

Выражения для формирования КС сигнала, ортогональных в обычном смысле, являются частным случаем выражений (3) и (4) и не содержат вторых слагаемых в круглых скобках

к-1

под знаком суммы Е.

г _1

Датчик АПСП для формирования СМПШПС

На рис. 1 представлен один из возможных вариантов реализации датчика АПСП для формирования СМПШПС. Работа датчика основана на использовании центральной предельной теоремы, из которой следует, что суммы большого числа случайных величин с произвольным распределением будут распределены по нормальному закону.

Рис. 1. Датчик АПСП для формирования СМПШПС

На рис. 2 приведен пример осциллограммы ортогональных в обычном смысле СМПШПС.

Рис. 2. Пример осциллограммы СМПШПС

На рис. 2 СМПШПС имеет следующие параметры: т _ 8, М _ 8,1 _ 256 , п0 _ 180 . При этом п0 - число отсчетов, приходящееся на

один субэлемент СМПШПС. Следует отметить, что все формируемые СМПШПС обладают единичной энергией.

При реализации модемов с СМПШПС ансамбли сигналов могут быть заранее сформированы и записаны в память и считываться по требованию.

Корреляционные свойства и пик-фактор стохастических параллельно-

последовательных широкополосных сигналов

На рис. 3 и 4 представлены примеры автокорреляционных функций (АКФ) СМПШПС при различных параметрах сигналов.

................... .................. .................. ........... .................. ................

£

*

0 0.5 1 1.5 2.5 3 3.5 4 4.5 к, отсчеты х 10*

Ограничение амплитуды сигнала производится в соответствии со следующим выражением

Рис. 3. Пример АКФ СМПШПС

Рис. 4. Пример АКФ СМПШПС

Параметры сигнала для случая 1 (рис. 3): т=8, 1=128, М=8, п0 = 180.

Параметры сигнала для случая 2 (рис. 4): т=8, 1=256, М=8, п0 = 180.

Пик-фактор СМПШПС для случая 1 (рис. 3) - 3,77; 3,92; 4,13; 4,21; 3,77; 3,72; 3,91; 3,89. Среднее значение пик-фактора - 3,91.

Пик-фактор СМПШПС для случая 2 (рис. 4) - 3,74; 4,36; 3,97; 4,08; 3,90; 4,10; 3,71; 3,96. Среднее значение пик-фактора - 3,98.

Ширина центрального лепестка АКФ уменьшается с ростом базы сигнала.

Также видно, что СМПШПС обладают большим пик-фактором (пик-фактор возрастает с ростом базы сигнала). Снижение пик-фактора возможно осуществлять двумя способами:

- формировать большее, чем необходимо, количество сигналов M1 > M и отбрасывать СМПШПС с наибольшим пик-фактором;

- вводить ограничение амплитуды сигнала с помощью коэффициента ограничения. Следует учитывать, что при больших коэффициентах ограничения нарушается ортогональность СМПШПС.

Y=когР

М maxilS(k) (t

(5)

k=i

где K - коэффициент ограничения;

max |S(k) (t )j] - максимальное мгновенное значение k-го сигнала.

На рис. 5 приведен пример влияния введения коэффициента ограничения на пик-фактор СМПШПС. Параметры СМПШПС для рис. 5: m = 8, М = 16, l = 50, n0 = 180.

Структурная скрытность стохастических параллельно-последовательных широкополосных сигналов

С появлением и внедрением на практике технологии «открытой архитектуры» (Software defined radio) разработан методический аппарат обнаружения и анализа структуры радиосигналов, используемых в различных системах. Энергетические детекторы в настоящее время не являются основным средством обнаружения радиосигналов [7-13] в силу того, что позволяют оценить лишь факт наличия или отсутствия сигнала на входе приемника. Для определения основных параметров радиосигналов на текущий момент активно применяются методы, позволяющие обнаружить и оценить основные параметры радиосигнала: пеленг, амплитуду, несущую частоту, фазу и т.д. Расчет функции спектральной корреляции (ФСК) и коэффициента спектральной когерентности, используемых в указанных методах, обеспечивает возможность «вскрытия» структуры сигнала [1-6].

/ —■— СМПШПС, ортогональные б обычной сиыспе —■— СМПШПС, ортогональные в усиленном смысле

/

J

Рис. 5. Зависимость пик-фактора СМПШПС от коэффициента ограничения по амплитуде

Предположим, х(^) - комплексный случайный процесс (при этом за Т0 обозначим период процесса х^)) с периодической автокорреляционной функцией

к М=к ^+т>,т) , (6)

где

+70/2

Ях(t,т)= | х(t + т/2)-х(t- т /2)dt

(7)

-Т /2

причем «Л» - сопряженная величина.

В силу того, что автокорреляционная функция - периодическая, ее можно представить с использованием своих коэффициентов Фурье:

1 +Т0/2 Л

Яах (т) = - | х-(t + т/2)-х-(t-т/2)

х

0 -Т0 / 2

(8)

х ехр{-г2 - ж -а - t}dt, где а - частота цикла, лежащая в диапазоне

чисел, кратных фундаментальной частоте — .

70

Если сигнал содержит, например, более 1-й фундаментальной частоты, скажем {1/ 7,1/ Т2,... ,1/ Тп}, то выражение (8) целесообразно переписать в следующем обобщенном виде [1-6]:

+70/2

10'^ Л Яа (т)= Нт- Г х(t + т/2)-х^ - т/2)

т ^вд Т 3 -70 /2

(9)

х - ехр{- ¡2жа^, где Яа (т)- циклическая АКФ; Т - интервал измерения;

а е {к1 /7,к2 /Т2,...,кп /Тп}, ki - любое целое

число, при котором < (т) ^ 0 .

Аналитическая зависимость оценки функции спектральной корреляции при конечном постоянном числе отсчетов сигнала Ж принимает вид:

N/2

s;а(/)=-1! у Хт(п,/+-|х

(10)

а

Х ^ I ^ У - —

2

где

ХТ (п, У )= Г х(и)-ехр{- ¿2 -ж- У - и^и, (11)

п+Т /2

(п, / )= Г х(и 1

п-Т /2

Вычисление комплексной функции спектральной корреляции в соответствии с (11) тре-

буют существенного объема вычислений. Поэтому целесообразно применить приближенное выражение для расчета ФСК, которое учитывает лишь вещественную ее часть х(и):

п+Т /2

ХТ (п,У)= ГRe{х(u)}-ехр{- ¿2ж/и^и, (12)

п-Т /2

Функция спектральной корреляции, в частности, применяется для обнаружения сигналов и определения ряда их параметров (модуляции, кодирования и т.д.). Так, трехмерный график зависимости значения

s;а (у )|

от У и а позволяет об-

тах I

( тах ( S;а(f )))

наружить излучаемый радиосигнал в канале связи, а также определить характерные частоты.

На рис. 6-8 представлены соответствующие графики для периодической последовательности (параметры последовательности: ширина спектра сигнала - 12 кГц, частота несущей - 0 кГц, частота следования субэлементов - 6 кГц, частота следования информационных символов - 6000/32 = 187,5 Гц), белый Гауссовский шум со средней мощностью 1 Вт в полосе 12 кГц.

Максимальные значения модуля нормированной функции спектральной корреляции образуют геометрические фигуры (сноски 1, рис. 6(а)), узловыми и центральными точками которых (см. сноски 3 на рис. 6(б)) являются характерные для сигнала частоты и их комбинационные составляющие [1-6].

В качестве примера из рис. 6(а) следует, что в четырех точках, соответствующих частотам ±1,5 кГц и 6±1,5 кГц, расположены центры геометрических фигур в виде ромба, одна из которых представлена на рис. 6(б) в укрупненном масштабе. В свою очередь, данные фигуры - узловые точки большой ромбовидной фигуры с геометрическим центром, обозначенным крестом, расположенным на частоте 6 кГц (сноска с индексом 2).

В соответствии с рис. 6 можно легко определить частоты как следования субэлементов сигнала, так и передачи информационных символов (сноска 4 на рис. 6(б) указывает на узловую точку геометрической фигуры ромбовидной формы, расположенную на частоте 187,5 Гц).

На рис. 7 характерные геометрические фигуры не различимы, поскольку БГШ является случайным процессом.

На рис. 8 показана зависимость модуля нормированной ФСК сигнала с М-ичной орто-

х

гональной модуляцией или МОК (реализуется с использованием двухпозиционной модуляции ВЧ-несущей расширяющими ортогональными кодами, причем на сегодняшний день в качестве таких кодов чаще всего применяются функции Уолша; рис. 8(а)) и СМПШПС (М = 4; т = 8) (рис. 8(б)) от f и а при отношении сигнал/шум, равном минус 5 дБ. Ширина полосы сигнала и несущая частота в обоих случаях аналогичны заданным для случая периодической последовательности [1-6].

Линии, пересекающиеся крест-накрест на рис. 8(а), помогают определить присутствие характерных частот для сигнала с МОК-модуляцией.

На рис. 8(б) отсутствуют подобные линии. Таким образом, проведенный анализ рис. 8(а) и 8(б) позволяет выдвинуть предположение о том, что СМПШПС имеют повышенную структурную скрытность по сравнению с другими известными сигналами.

Графические зависимости вероятности обнаружения сигнала с МОК-модуляцией и стохастических М-ичных параллельно-последовательных широкополосных сигналов от отношения сигнал/шум для случая детектора, основанного на вычислении ФСК (детектор циклостационарности (ДЦ) сигнала), и аналогичные зависимости для случая энергетического детектора (ЭД) представлены на рис. 9.

ДЦ реализован в соответствии с алгоритмом обработки, представленным в [9-15]:

- рассчитывается ФСК для АБГШ с заданным уровнем средней мощности, которой регулируется отношение сигнал/шум, в фиксированном диапазоне частот (в данной статье выбрана полоса частот в 12 кГц);

- с учетом вычисленного значения функции спектральной корреляции аддитивного белого Гауссова шума определяется порог, относительно которого будет приниматься решение при заданной вероятности ложной тревоги Рлт о наличии (отсутствии) сигнала в канале связи;

- рассчитывается ФСК смеси сигнала -СМПШПС или сигнала с МОК-модуляцией - и ограниченного по полосе частот аддитивного белого Гауссова шума при известном отношении сигнал/шум, после чего находится максимум модуля соответствующей ФСК

(/))

тах ^ тах(| Sxа'

- выносится решение о факте наличия (отсутствия) сигнала в канале связи по результатам сравнения с порогом максимума модуля функции спектральной корреляции смеси сигнала и аддитивного белого Гауссова шума.

Рис. 6. Зависимость модуля нормированной ФСК периодического сигнала от Г и а

Рис. 7. Зависимость модуля нормированной ФСК БГШ от / и а

Рис. 8. Графическая зависимость модуля нормированной сигнала с МОК-модуляцией (а) и СМПШПС (б)

/ и а

от величин

С использованием полученных результатов функции спектральной корреляции (см. рис. 68) и рис. 9 можно сделать следующие выводы:

1. Методический подход к определению структуры сигналов, базирующийся на вычислении функции спектральной корреляции, позволяет находить характерные для сигналов частоты с высокой точностью, например, частоту следования субэлементов (информационных символов) и несущую частоту.

2. В соответствии с полученными графи-

ками зависимости от У и а модуля нормированной функции спектральной корреляции возможно визуально определить характерные для сигналов с МОК-модуляцией частоты и существенно сложнее определить характерные для СМПШПС частоты.

3. СМПШПС и сигнал с МОК-модуляцией при условии одинаковой средней мощности по критерию энергетической скрытности ничем не отличаются между собой.

4. С позиций структурной скрытности, сигнал с МОК-модуляцией проигрывает СМПШПС. Например, при вероятности обнаружения в 0,9 энергетический выигрыш от использования СМПШПС составляет порядка 4,64 дБ.

5. СМПШПС целесообразно рекомендовать к практическому применению в системах связи с подвижными объектами, для которых имеются повышенные требования к структурной скрытности сигналов [10-13].

S

( q )

Рис. 9. График зависимости вероятности обнаружения сигнала с МОК-модуляцией и СМПШПС от отношения сигнал/шум для ДЦ и ЭД при Рлт=0,1

Модем для стохастических параллельно-

последовательных широкополосных сигналов

На базе математического аппарата Марковской фильтрации (нелинейной) в дискретном времени с использованием работ [14,15] был синтезирован многофункциональный алгоритм квазикогерентной демодуляции и синхронизации многомерных СМПШПС. Алгоритм работает в условиях воздействия комплекса импульсных и флуктуационных помех (ИП и ФП, соответственно) при переменных параметрах канала.

Исходные данные.

Передаваемый по каналу связи сигнал представляется в следующем виде

t,a

V J

M

= äZ—у r ) (t ),

(13)

r=1

где q - номер передаваемого СМПШПС;

а- набор параметров {а1,а2,... ,ам}, которые принимают значения «0» и «1», неизменных на всей длительности информационной посылки Т и изменяющихся только в дискретные моменты времени t = п - Т, где t = 1,...,d0, причем d0 -

итоговое значение числа передаваемых информационных сообщений; А - амплитуда СМПШПС;

ml

^ ' (t ) = ZZ g[t-( J -1)-'» - dT к,r ' (t ),(14)

i=1 J=1

где i - номер поднесущей СМПШПС; j - номер субэлемента СМПШПС;

g[t -(j -l)-tu - dT]- срезающая функция из выражения (2);

(') (t)= pj) - cos(«c + m,)-1 + p'2j x sin (mc + m )• t

где pg\ p2 j

(15)

нормированные квадратурные

составляющие г - го СМПШПС из ансамбля на г - й поднесущей j - м субэлементе;

сое - частота несущей; с - частота 1-й поднесущей СМПШПС.

При больших значениях параметра т (количество поднесущих) процедуру формирования СМПШПС и выделения составляющих СМПШПС на соответствующих частотах возможно упростить за счет использования на передающей стороне обратного быстрого преобразования Фурье (ОБПФ), а на приемной стороне - быстрого преобразования Фурье (БПФ). Упрощенная функциональная схема передающего устройства, работающего в соответствии с выражениями (13)-(15), представлена на рис. 10.

В блоке формирования квадратур СМПШПС (БФК СМПШПС) (см. выражения (3)-(4)) генерируются шумоподобные квадратуры А^, р2у( г = 1,.., т ; j = 1,...,/;

г = 1,...,М) для М ортогональных СМПШПС с т поднесущими.

Биты, поступающие с источника информации (ИИ), группируются по к бит (причем к = 1og2 М). Образованный таким образом информационный символ так же, как и сгенерированные для формирования ортогональных

СМПШПС шумоподобные квадратуры р^ -1,

О^П подается на блок выбора сигнала (БВС).

В БВС информационному символу ставится в соответствие один из М СМПШПС Порядок присвоения определяется выбранной схемой кодирования (может использоваться бинарное кодирование или код Грея).

Соответствующие индексу г выбранного в

БВС сигнала квадратуры о1Г), Огп переносятся на соответствующие значению индекса i подне-сущие частоты (г _ 1,...,т). Далее составляющие на всех т поднесущих суммируются, в результате чего получается СМПШПС S(г)(^), см. выражение (13).

Рис. 10. Упрощенная схема передающего устройства

В дискретные моменты времени принимаемая смесь описывается аналитическим выражением вида

y{h ) = Sn ^, xk ,ак j + Pun (tk)+n(tk), (16)

где xk - векторная двумерная Марковская последовательность с непрерывным фазовым

пространством; SnI tk, xk,ak I - прошедший

через канал связи СМПШПС; Рип) - импульсная помеха; п(^к) - флуктуационная помеха, фактически АБГШ и обладающая рядом свойств: (п(гк )} _ 0, (п(г+ т)) _ 0,5 • N8^);

8(t) - дельта-функция.

( ^ ^ Л м ( ^

Snl tk,хк,ак |_А•ЕагУп)1 tk,х

r=1

m l

) f tk, Xkj=X ]Tg[(tk-r)-(j - 1)t„ - dT ]x

i=1 j=1

(17)

(18)

x и .''r) f t, , X,

nij k' k

где т - время задержки после прохождения по каналу связи принимаемого сигнала.

( ^ Л Л (г)

У(пЗ^,ХкЪг^(tk)-Пп (tk), (19)

где Ъ, Ъу _ квадратурные составляющие

коэффициента передачи канала связи, которые учитывают искажения, вносимые в сигнал;

(20)

S „(Г) (tk) _ О$ • софе + Щ - т) + щ ] + + о2П • §Ап[(®с + Щ) • ^к - т) + Щ1

где щ - произвольная начальная фаза на г -й поднесущей СМПШПС

Принцип работы демодулятора СМПШПС

С использованием выражений (17)-(20) прошедших через канал СМПШПС и принимаемой смеси, заданной зависимостью (16), получены для фильтрации КС соотношения коэффициента передачи канала и параметра а .

Л* (k+1) = /я • Л* (k) +V КЯА • Rl^al Z g [tk+1 - (j -1) ■ tu - dT ]

r=1 j=1 i2

(21)

(рЙЧ + P%Vj)-0,5 • A •(ark )2 • )2 + p2j )

4(k+1) = /я • 4 (k)+v •K яА • Rl Z a*k Z g[tk+1- (j -1) • tu- dT ]

r=1 j=1 * \2

(22)

(prjUj + pjV,)-0,5 • A a )2 • K^ipj )2 + P2j )

где уя - коэффициент сноса;Кя - весовой ко- эффициент (кумулянт); R = 1/ст2; Utj, Vij -

х

X

X

X

квадратурные составляющие низкой частоты сигнала, прошедшего через канал связи, причем для СМПШПС из ансамбля с индексом г .

Щ) = 0,5 -(р1г % + р2 % ), (23)

(24)

ц =

[1, и<А 0, 0, и<Ап.

(25)

) = 0,5 -(р^ - рЦ,% }

+1), (к+1)- оценки квадратурных составляющих СМПШПС (предварительные) на (к +1) -м отсчете; ц - коэффициент, используемый для снижения влияния на работу алгоритма приема импульсной помехи.

С учетом вышесказанного, при воздействии импульсной помехи наблюдается временное отключение процедуры оценок параметров принимаемого сигнала.

Аналитические выражения для нахождения оценки параметра а целесообразно записать в виде

а

У (к+1) = аУк +

I т /

ц-каА-я[ууg^+,-(/-1)-tи -dT]

¿=1 ;=1

(р!^(к+1) + % (к+1)1 Ц,(к+1) - 0,5 - АУ а*к - (Р1,%(к+1) + Р2к+1))

V г=1

(Р2?%(к+1) - А^^к+г)/V(к+1) - 0,5 - АУ а*к - (к+1) - Р1,%-(к+1))

V г=1 )

+

(26)

На крайнем отсчете текущей информационной посылки необходимо сделать округление значений параметра а

1 а*п0 > к;

0 (27)

г\ ; 1

0, а* < к,

агп0 = <

где п0 - номер отсчета текущей информационной посылки, после которого начнется следующая информационная посылка; к - произвольно заданный порог.

Решение об информационном символе, переданном на текущей информационной посылке, необходимо принимать исходя из правила:

в* = аг§тах а

У

Уп0 '

(28)

После отсчета, на котором выносится решение о значении принятого информационного

символа в, происходит сброс а*( +() = 0,5 для всех г . Кроме того, для всех г а;0 = 0,5.

Принцип работы цикловой и тактовой синхронизации

Цикловая синхронизация проводится по 1-му из М передаваемых СМПШПС и выполнена путем последовательного поиска по задержке. В силу широкой известности алгоритма его описание здесь не приводится.

Тактовая синхронизация (ТС) также выполнена по известным методам «по двум полустробам». ТС может осуществляться как по од-

ному, так и по нескольким СМПШПС из ансамбля, включающего М сигналов, т.е. сдвиг по тактам осуществляется только в случае прихода конкретного СМПШПС.

Функциональная схема демодулятора для предложенного модема приведена на рис. 11.

Из принимаемой смеси, отсчеты которой у(-к +1) получены на выходе дискретизатора,

с помощью квадратурного расщепителя выделяются на одной поднесущей квадратурные составляющие СМПШПС. Отсчеты КС СМПШПС в БФКС используются для нахождения оценок %(к+(), ?%21 (к+() в соответствии с зависимостями (20)-(21), в БОДП - для нахождения оценки а* (к+() в соответствии с зависимостью (25), в БС - в целях установления синхронизации по субэлементам и отсчетам.

Характеристики помехоустойчивости приема стохастических параллельно-последовательных широкополосных сигналов при различных условиях в канале связи

В программном пакете Simu1ink была разработана модель передающего устройства и демодулятора. При этом тактовая синхронизации была принята идеальной (ее работоспособность была доказана в рамках реализации на аппаратной платформе другой системы передачи информации). Была использована модель канала с постоянными параметрами и АБГШ.

х

X

0

На рис. 12 представлены зависимости вероятности ошибки на бит информации Рошб от

отношения сигнал/шум при квазикогерентном приеме ортогональных в обычном смысле СМПШПС для различной базы В при скорости передачи информации Rи _ 3,125 кбит/с.

Число сигналов в ансамбле М _ 4. Теоретические графики отображены пунктирной линией, а графики, полученные с использованием имитационного моделирования, показаны сплошной линией.

Из рис. 12 следует вывод, что повышение базы сигналов способствует энергетическому выигрышу при одинаковой вероятности ошибки на бит информации.

Так, при вероятности ошибки Рошб _ 10-3 энергетический выигрыш от увеличения базы сигналов с В _ 256 до В _ 2048 составляет порядка 9 дБ. Это объясняется ростом числа отсчетов, на которых производится усреднение

при нелинейной Марковской фильтрации параметров СМПШПС.

Рис. 13 содержит зависимости вероятности ошибки на бит информации от отношения энергии сигнала на бит к спектральной плотности мощности шума при квазикогерентном приеме ортогональных в обычном смысле СМПШПС для разного числа сигналов в ансамбле М. При построении графиков зависимостей полоса сигнала была выбрана равной AF _ 3,2 МГц, скорость передачи информации

Rи _ 6,25 кбит/с, база сигнала В _ 1024 .

Из рис. 13 видно, что при равной скорости передачи информации использование М-ичных сигналов обеспечивает энергетический выигрыш (относительно случая, когда используются двоичные сигналы). При переходе от числа сигналов в ансамбле М _ 2 к М _ 8 при вероятности ошибки Рошб _ 10-3 энергетический выигрыш составляет около 4-х дБ.

У CW)

F j U

1ij ij 1 2ij ij

Рис. 11. Многофункциональный алгоритм демодуляции и синхронизации СМПШПС

Предварительная оценка реализуемости радиосистемы

Реализация радиосистемы с ортогональными СМПШПС предполагает операции с плавающей точкой на приемопередающей аппаратной платформе, которая содержит процессор, программируемую логическую интегральную схему (ПЛИС) и необходимую «периферию», включая высокоразрядные АЦП и ЦАП.

Квадратуры СМПШПС используемых ансамблей для уменьшения количества вычислительных операций (на формирование квадратурных составляющих (КС) СМПШПС требуется приблизительно

м М 7

У 7lmj = 7lm^ j « — lmM2 флопов) необхо-

j=1 j=1 2

димо формировать заранее и записывать в специально организованную память, в память процессора или на флэш-память для инициализации ПЛИС.

Следует использовать процессор с плавающей запятой и разрядностью представления данных, равной 32 (порядок представляется 8 разрядами, мантисса 23 разрядами, а знак 1 разрядом - по стандарту IEEE 754). В качестве примера подобных процессоров можно привести процессоры компании Texas Instruments: DSP TMS320C6748 или TMS320C6678, входящие в семейство DSP C6000™. Желательно выбирать процессор с максимальной тактовой частотой, например, многоядерный процессор TMS320C6678 с частотой 1/1,25 ГГц. Это позволит передавать и обрабатывать информацию в более широкой полосе частот и оставит «запас» по ресурсам при усложнении архитектуры радиосистемы.

В рассматриваемой радиосистеме основную обработку сигналов предлагается осуществлять с использованием высокопроизводительного процессора, снижая тем самым требования к ПЛИС и «периферии». Недостатком процессоров линейки TMS320C66x является их относительно высокая стоимость.

Функциональная схема процессора TMS320C6678 представлена на рис. 14.

Рис. 12. График зависимости вероятности ошибки на бит информации от отношения сигнал/шум для канала с фиксированными параметрами и аддитивного белого Гауссова шума для различных значений базы сигнала В

Рис. 13. График зависимости вероятности ошибки на бит от отношения энергии сигнала на бит информации к спектральной плотности мощности шума для различного числа сигналов в ансамбле М

Рис. 14. Функциональная схема процессора TMS320C6678

В ПЛИС предполагается осуществлять операции переноса составляющих СМПШПС

на поднесущие на передающей стороне, квадратурное расщепление и низкочастотную фильтрацию - на приемной стороне. Также в ПЛИС планируется хранить массивы обрабатываемых данных. Для работы с плавающей точкой на ПЛИС следует использовать Floating-Point Operator (текущая версия v.6.2 поддерживает семейства Xilinx Virtex®-7, Kintex®-7, Artix-7, а предыдущая версия v6.1 поддерживает семейства Xilinx Virtex®-7, Kintex®-7, Artix-7, Zynq, Virtex-6, Spartan-6).

Обзор характеристик ПЛИС семейства Virtex-6, одну из которых предлагается использовать при реализации рассматриваемой радиосистемы, приведен в табл. 1. В ходе реализации другой радиосистемы с СМПШПС использовалась ПЛИС Virtex-II XC2V6000.

Ресурсы ПЛИС позволяли осуществлять обработку не более чем на 12 поднесущих. Но в этом случае практически вся обработка сигналов осуществлялась на ПЛИС. Поскольку при реализации рассматриваемой радиосистемы большую часть вычислительных операций

предполагается производить на процессоре, возможно выбрать ПЛИС, обладающую характеристиками, не сильно отличающимися от характеристик У^ех-П ХС2У6000, например, ПЛИС XC6УLX130T или ПЛИС XC6УLX195T. Указанные ПЛИС обеспечивают возможность работы радиосистемы с требуемой шириной полосы используемых частот и скоростями передачи информации.

Ниже показаны затраты ресурсов на обработку сигнала (приблизительное количество операций с плавающей точкой на один такт).

1. Формирование СМПШПС из имеющих-

„(к) „(к)

ся квадратурных составляющих р] , р] :

3т операций (а также т операций на умножение частоты при формировании сетки подне-сущих частот из некоторой исходной частоты).

2. Реализация квадратурного расщепителя: 2т операций (а также т операций на умножение частоты при формировании сетки подне-сущих частот из некоторой исходной частоты).

Таблица 1

Обзор характеристик ПЛИС семейства Virtex-6

Device Logic Cells Configurable Logic Blocks (CLBsf DSP48E1 Slices*! Block FAM Blocks MMCMsW Interface Blocks for PCI Eipress Etherrift MACS'5! Mali mum Transceivers Total l/D V| Banks'.') Mai №

Slices'" Mai Distributed HAM (Kb) 1BKb№ 36 Kb Mai (Kb) GTX GTH

XC6VLX75T 74,436 11,640 1,045 288 312 156 5,616 6 1 4 12 0 9 360

XC6VLX130T 128,000 20.000 1,740 480 528 264 9,504 10 2 4 20 0 15 600

XC6VLX195Т 199.680 31,200 3,040 640 668 344 12.384 10 2 4 20 0 15 600

XCeVLX24ÜT 241,152 37,680 3,650 768 832 416 14.976 12 2 4 24 0 18 720

XC6VLX365T 364.032 56.880 4,130 576 832 416 14.976 12 2 4 24 0 18 720

X06VLX550T 549.888 85,920 6,200 864 1,264 632 22,752 18 2 4 36 0 30 1200

XC6VLX760 758,784 118,560 8,280 864 1,440 720 25.920 18 0 0 0 0 30 1200

XC6VSX315T 314.880 49.200 5,090 1,344 1,408 704 25.344 12 2 4 24 0 18 720

XC6VSX475T 476,160 74.400 7,640 2,01 G 2,128 1,064 38.304 18 2 4 36 0 21 640

XC6VHX250T 251,904 39,360 3,040 576 1,008 504 18,144 12 4 4 4S 0 8 320

XC6VHX255T 253.440 39.600 3,050 576 1,032 516 18,576 12 2 2 24 24 12 480

XC6VHX380T 382.464 59,760 4,570 864 1,536 768 27,646 18 4 4 4S 24 18 720

XC6VHX565T 566,764 88.560 6,370 864 1,824 Э12 32.832 18 4 4 4S 24 18 720

3. Количество операций при низкочастот-

ной фильтрации зависит от порядка и типа выбранного фильтра.

Таким образом, требуется более 7m перемножителей. При реализации разнесенного приема и технологии Rake количество пере-

множителей возрастет кратно числу ветвей обработки. Таким образом, возможно задать требования к ресурсам ПЛИС.

4. Фильтрация оценок квадратурных составляющих , Я2у коэффициента передачи канала (см. выражения (21)-(22)):

т(26М +12) операций.

5. Фильтрация параметра а (см. выражение (26)): т(8М +15) + 5 операций.

6. Цикловая синхронизация (последовательный поиск по задержке): 9т операций.

7. Тактовая синхронизация: 9т +1 операций.

В итоге потребуется более 7т + т(26М +12) + т(8М +15)+ 5 + 18т +1 =

= 52т + 34тМ + 6

операций, не считая вычислительных затрат, требуемых на счетчики, обеспечение работы интерфейсов между процессором, ПЛИС и «периферией» и т.д.

С учетом произведенных выше вычислений (по п.1-7), а также того, что СМПШПС содержит / временных субэлементов, в каждом из которых по п0 отсчетов, на к = 1о§2 М принятых битов приходится более, чем / - п0 (48т + 34тМ + 6) операций с плавающей точкой.

В табл. 2 представлены достижимые скорости передачи информации при количестве сигналов в ансамбле М = 16 при условии, что используемый процессор обладает требуемой производительностью.

При скорости передачи информации, равной Rи кбит/с, количество операций с плавающей точкой за 1 секунду составит приблизительно R - / - п (48т + 34тМ + 6)/1о§2 М .

С учетом вышесказанного, в табл. 3 представлены значения числа операций с плавающей точкой при различных параметрах СМПШПС. При этом число поднесущих СМПШПС (рассмотрим данный случай в качестве примера) т = 16 , а количество субэлементов сигнала принимает значения / = 64,128,256,512 для достижения указанных в табл. 2 скоростей передачи информации.

Таблица 2

Достижимые скорости передачи информации

База сигнала В Информационная скорость Rи, кбит/с

Ширина используемой полосы частот, МГц

5 10 15 20

1024 19,531 39,063 58,594 78125

2048 9,766 19,531 29,297 39,063

4096 4,883 9,766 14,649 19,531

8192 2,441 4,883 7,324 9,766

Таблица 3

Требуемые вычислительные ресурсы

Количество сигналов в ансамбле М, количество отсчетов на субэлемент По Количество операций с плавающей точкой в секунду, Гфлоп/с

Ширина используемой полосы частот, МГц

5 10 15 20

М=16, П0=2 5,924 11,848 17,771 23,695

М=32, П0=2 9,091 18,183 27,274 36,364

М=16, П0=10 29,62 59,24 88,86 118,47

М=32, п0=10 45,46 90,91 136,37 181,82

Из документации на процессор TMS320C6678 следует, что каждое ядро процессора (всего их 8) обеспечивает возможность обрабатывать по 20 Гфлоп/с на 1 ядро. Таким образом, реализуя параллельную обработку информации, возможно добиться показателя 160 Гфлоп/с. Следовательно, производительности рассматриваемого процессора хватает для обеспечения работы радиосистемы при параметрах СМПШПС, указанных в 1-ой, 2-ой и 3-ей строках табл. 3. При некоторых параметрах СМПШПС из строки 4 табл. 3 возможностей процессора TMS320C6678 не хватает для обеспечения работы радиосистемы - необходимо выбирать параметры с меньшими значениями или переносить часть вычислительной нагрузки на ПЛИС. Внешне плата, на которой может быть реализована рассматриваемая система, выглядит приблизительно так, как показано на рис. 15.

На плате расположены (указана потенциальная комплектация аппаратной платформы, не являющаяся единственно возможной при реализации рассматриваемой системы):

- процессор, обладающий производительностью, достаточной для реализации предложенной радиосистемы;

- ПЛИС, обладающая ресурсами для разгрузки процессора в случае такой потребности;

- CPLD, используемая для конфигурирования ПЛИС;

- высокостабильный кварцевый генератор частоты;

- синтезатор прямого цифрового синтеза (например, DDS AD9952 с интегрированным 14-разрядным ЦАП, имеющим быстродействие до 400 MSPS; DDS AD9952 поддерживает высокое разрешение настройки и способен генерировать выходные аналоговые синусоидальные сигналы на частоте до 200 МГц с возможностью быстрой перестройки частоты) для

осуществления квадратурной модуляции;

- АЦП с разрядностью 12 (и более высокой) (например, AD6655-150 компании Analog Devices, работающий со скоростями до 150 MSPS);

- 16-разрядные ЦАП (например, AD9777 компании Analog Devices c возможностью интерполяции входных данных, регулировки уровня сигнала, обеспечивающий скорость работы до 400 MSPS);

- разъем для подключения флэш-памяти;

- набор внешних интерфейсов: JTAG (в отладочных целях), Ethernet, USB и др.;

- Ethernet контроллер компании Microchip;

- разъем для подключения питания;

- различные чипы «расширения», позволяющие улучшить характеристики проектируемой радиосистемы - от чипа STEL-2040B с функциями классического сверточного кодера / декодера Viterbi, возможностью работы со скоростями передачи информации до 256 кбит/с и скоростями кодирования 1/3, 1/2, 2/3 и 3/4 до чипа AHA4071 (фирма Altera) с функциями современного LDPC-кодера/декодера и с характеристиками, приведенными в табл. 4. Число итераций кодирования на один блок для указанного чипа доходит до 256. Чип предусматривает возможность адаптации используемого кода к меняющимся условиям в канале связи. Следует отметить, что фирма Xilinx также предлагает IEEE 802.16e LDPC Encoder с сопоставимыми характеристиками.

Такие функции, как перемежение, могут быть реализованы на ПЛИС, поскольку они требуют только наличия памяти и не требуют использования операций умножения или деления (расходующих наиболее ограниченные ресурсы ПЛИС - аппаратные умножители).

Следует сказать о роли САПР, поскольку на нынешнем уровне своего развития оно позволит существенно упростить решаемые в рамках реализации радиосистемы задачи. Так, САПР Xilinx ISE обладает встроенным генератором системных IP-ядер, содержащим библиотеки готовых узлов, оптимизированных под конкретное семейство ПЛИС. Это открывает широкие возможности по синтезу различных цифровых фильтров, модулей памяти, регистров сдвига и т.д.

Рис. 15. Внешний вид платы для реализации радиосистемы

Таблица 4 Характеристики LDPC-кодера/декодера на чипе АНА4071

Кодовая скорость

1/2

2/3

3/4

1/2

2/3

3/4

Размер блока, кбит

16

16

16

30

30

30

Максимальная информационная скорость, Мбит/с

20

25

30

20

25

30

Es / N 0

при BER=10-7

1,39

3,29

4,32

1,2

3,15

4,21

Заключение

С учетом вышесказанного, можно сделать вывод о том, что разгрузка процессора и перенос части операций на ПЛИС является вполне реальной задачей. Использование комбинации ПЛИС, процессора и чипов «расширения» (например, чипа АНА4071) позволит оптимизировать затраты ресурсов и выстроить архитектуру радиосистемы с точки зрения обеспечения максимальной производительности.

Возможно предположить, что в ближайшее время САПР для ПЛИС пополнится функциями для осуществления операций нелинейной фильтрации. Таким образом, разработанная радиосистема будет в еще меньшей степени зависеть от производительности процессора.

Вопросы массогабаритных показателей, энергопотребления используемой аппаратной платформы здесь не рассматриваются, но их тоже необходимо учитывать при разработке системы.

В заключении следует сказать, что скорость, с которой на сегодняшний день развива-

ется как теория связи, так и аппаратно-программная база, позволяет подчеркнуть и перспективность предложенной радиосистемы, и ее реализуемость. Из данной статьи становится очевидным, что производительность процессора и ресурсы ПЛИС не могут служить ограничивающими факторами при реализации радиосистемы с требуемыми высокими характеристиками.

Литература

1. Чесноков М.Н., Соболев А.А., Каменецкий Б.С. Статистический синтез и анализ демодулятора стохастических М-ичных многочастотных параллельно-последовательных широкополосных сигналов // Труды учебных заведений связи. СПб.: ГОУВПО СПбГУТ, 2009. № 180. С. 70-79.

2. Чесноков М.Н., Каменецкий Б.С. Структурная скрытность М-ичных широкополосных сигналов детерминированной и случайной структуры // Информация и космос. СПб.: НТОО «Институт телекоммуникаций», 2012. № 3-4. С. 22-28.

3. Chesnokov M.N. New Multifrequent M-ary orthogonal chaotic broadband signals and methods of their reception with channel features evaluation// 8-th International Symposium on Communication theory and Applications. 2005, 17-22 July. P. 187-191.

4. Чесноков М.Н., Каменецкий Б.С., Литвинов А.А. Формирование и приём стохастических широкополосных сигналов на основе современных вычислительных платформ // 63-я научно-техническая конференция профессорско-преподавательского состава, научных сотрудников и аспирантов: материалы. СПб.: ГОУВПО СПбГУТ, 2011. Ч. 2. С. 32-34.

5. Чесноков М.Н., Каменецкий Б.С., Литвинов А.А. Исследование свойств М-ичных многочастотных стохастических параллельно-последовательных широкополосных сигналов // Информатизация и связь. 2011. №5. С. 13-15.

6. Чесноков М.Н., Каменецкий Б.С. Новые, ортогональные в усиленном смысле стохастические многочастотные параллельно-последовательные широкополосные сигналы // Актуальные проблемы инфокоммуникаций в науке и образовании: I Междунар. науч.-техн. и науч.-метод. конф. СПб.: СПбГУТ, 2011. С. 335-336.

7. Каневский З.М., Литвиненко В.П. Теория скрытности. Воронеж: Изд-во Воронеж. гос. ун-та, 1991. 142 с.

8. Финк Л.М. Теория передачи дискретных сообщений. М.: Сов. радио, 1970. 728 с.

9. Лосев В.В., Бродская Е.Б., Коржик В.И. Поиск и декодирование сложных дискретных сигналов. М.: «Радио и связь», 1988. 224 с.

10. Пантенков Д.Г., Литвиненко В.П. Критерии эффективности помехового воздействия на объекты активного радиомониторинга // Вестник Воронежского государственного технического университета. 2011. Т. 7. № 7. С.18-22.

11. Техническая реализация высокоскоростного информационного канала радиосвязи с беспилотного летательного аппарата на наземный пункт управления / Д.Г. Пантенков, Н.В. Гусаков, А.Т. Егоров, А.А. Ломакин, В.П. Литвиненко, В.И. Великоиваненко, Е.Ю. Лю-Кэ-Сю // Вестник Воронежского государственного технического университета. 2019. Т.15. № 5. С. 52-71.

12. Пат. 191 165 Российская Федерация, МПК Н04 В 7/02 (2006.01). Бортовой терминал радиосвязи беспилотного летательного аппарата / Долженков Н.Н., Абрамов А.В., Егоров А.Т., Ломакин А.А., Пантенков Д.Г.; заявитель и патентообладатель АО «Кронштадт». 26.07.2019, Бюл. №21.

13. Егоров А.Т., Ломакин А.А., Пантенков Д.Г. Математические модели оценки скрытности спутниковых каналов радиосвязи с беспилотными летательными аппаратами // Труды учебных заведений связи. 2019. Ч. 1. Т. 5. № 3. С. 19-26.

14. Тихонов В.И., Кульман Н.К. Нелинейная фильтрация и квазикогерентный прием сигналов. М.: Сов. радио, 1975. 704 с.

15. Тихонов В.И. Оптимальный прием сигналов. М.: Радио и связь, 1983. 320 с.

Поступила 26.01.2020; принята к публикации 27.03.2020 Информация об авторах

Пантенков Дмитрий Геннадьевич - канд. техн. наук, заместитель главного конструктора по радиосвязи, АО «Кронштадт» (115432, Россия, г. Москва, проспект Андропова, 18, кор. 9), тел. 8(926)109-23-95, e-mail: pantenkov88@mail.ru Литвиненко Владимир Петрович - канд. техн. наук, доцент, Воронежский государственный технический университет (394026, Россия, г. Воронеж, Московский проспект, 14), e-mail: litvinvp@gmail.com

ALGORITHMS OF FORMATION AND PROCESSING OF RADIO SIGNALS OF COMMAND AND TELEMETRY RADIO LINES AND TECHNICAL PROPOSALS FOR THEIR IMPLEMENTATION

D.G. Pantenkov1, V.P. Litvinenko2

^'Kronstadt", Moscow, Russia 2Voronezh State Technical University, Voronezh, Russia

Abstract: stochastic parallel-serial broadband signals (SPSBS) can be used in command and telemetry channels of unmanned mobile objects of aviation, land or sea basing due to the fact that they have a low probability of detection by radio monitoring compared to the broadband signals of deterministic structure, high structural stealth and high resistance to intentional interference. The notion of secrecy in the transmission of the useful information includes the energy, informational and

104

structural aspects that mean the resistance to access to information contained in the radio signal, to the opening of the "fine structure" and the subsequent analysis, and to detect the signal from its power spectral density (the ratio of the energy of the radio signal for occupied bandwidth). This article presents the results of development of a hardware-software complex (radio systems) based on stochastic M-ary parallel-serial wideband signals, and discusses the analysis of crest factor, autocorrelation functions, spectral correlation, the error probability for the transmitted information bit SPSBS, the developed structural diagram of a transmission device of a multifunctional algorithm for demodulation and synchronization SPSBS. The principal possibility of realization of stochastic parallel-serial broadband signals on modern hardware platforms taking into account the requirements for computational resources, information transfer rates is shown

Key words: stochastic parallel-serial broadband radio signals, spectral correlation function, oscillogram, error probability, demodulation and synchronization algorithm, practical implementation, FPGA, digital signal processor, computing resources

References

1. Chesnokov M.N., Sobolev A.A., Kamenetskiy B.S. "Statistical synthesis and analysis of the demodulator of stochastic Mary multifrequency parallel-serial broadband signals", Papers of Educational Institutions of Communication (Trudy uchebnykh zavedeniy svyazi), St. Petersburg, 2009, no.180, pp. 70-79.

2. Chesnokov M.N., Kamenetskiy B.S. "Structural stealth of single broadband signals of deterministic and random structure", Information and the Space (Informatsiya i kosmos), St. Petersburg, Institute of Telecommunications, 2012, no. 3-4, pp. 22-28.

3. Chesnokov M.N. "New Multifrequent M-ary orthogonal chaotic broadband signals and methods of their reception with channel features evaluation", 8-th International Symposium on Communication theory and Applications, 2005, 17-22 July, pp. 187-191.

4. Chesnokov M.N., Kamenetskiy B.S., Litvinov A.A. "Formation and reception of stochastic broadband signals on the basis of modern computing platforms", Proc. of the 63rd Scientific and Technical Conference of Faculty, Researchers and Postgraduates (63-ya nauchno-tekhnicheskaya konferentsiya professorsko-prepodavatel'skogo sostava, nauchnykh sotrudnikov i aspirantov: mate-rialy), SPbSUT, 2011, part 2, pp. 32-34.

5. Chesnokov M.N., Kamenetskiy B.S., Litvinov A.A. "Investigation of the properties of M-ary multi-frequency stochastic parallel-serial broadband signals", Information and Communication (Informatizatsiya i svyaz'), 2011, no. 5, pp. 13-15.

6. Kamenetskiy B.S., Chesnokov M.N. "New orthogonal in amplified sense stochastic multifrequency parallel-serial broadband signals", I International Scientific-Technical and Scientific-Methodical Conference: Actual Problems of Info Communications in Science and Education (Aktual'nye problemy infokommunikatsiy v nauke i obrazovanii: IMezhdunar. nauch.-tekhn. i nauch.-metod. konf.), SPbGUT, 2011, pp. 335-336.

7. Kanevskiy Z.M., Litvinenko V.P. "Theory of stealth" ("Teoriya skrytnosti"), Voronezh, publishing house of Voronezh State University, 1991, 142 p.

8. Fink L.M. "Theory of transmission of discrete messages" ("Teoriya peredachi diskretnykh soobshcheniy"), Moscow, Sov. radio, 1970, 728 p.

9. Losev V.V., Brodskaya E.B., Korzhik V.I. "Search and decoding of complex discrete signals" ("Poisk i dekodirovanie slozhnykh diskretnykh signalov"), Moscow, Radio i svyaz', 1988, 224 p.

10. Pantenkov D.G., Litvinenko V.P. "Criteria of efficiency of interference influence on objects of active radio monitoring", Bulletin of Voronezh State Technical University (Vestnik Voronezhskogo gosudarstvennogo tekhnicheskogo universiteta), 2011, vol. 7, no. 7, pp. 18-22.

11. Pantenkov D.G., Gusakov N.V., Egorov A.T., Lomakin A.A., Litvinenko V.P., Velikoivanenko V.I., Lyu-Ke-Syu E.Yu. "Technical implementation of high-speed information channel of radio communication from unmanned aerial vehicle to ground control point", Bulletin of Voronezh State Technical University (Vestnik Voronezhskogo gosudarstvennogo tekhnicheskogo universiteta), 2019, vol. 15, no. 5, p. 52-71.

12. Dolzhenkov N.N., Abramov A.V., Egorov A.T., Lomakin A.A., Pantenkov D.G. "On-Board terminal of radio communication of unmanned aerial vehicle" ("Bortovoy terminal radiosvyazi bespilotnogo letatel'nogo apparata"), patent no. 191 165, Russian Federation, MPK H04 B 7/02 (2006.01), applicant and patentee - JSC "Kronstadt", 26.07.2019, bull. 21.

13. Egorov A.T., Lomakin A.A., Pantenkov D.G. "Mathematical model evaluation of the stealth satellite channels radio communication with the unmanned aerial vehicle", Papers of Educational Institutions of Communication (Trudy uchebnykh zavedeniy svyazi), 2019, part 1, vol. 5, no. 3, pp. 19-26.

14. Tikhonov V.I., Kulman N.K. "Nonlinear filtering and quasi-coherent signal reception" ("Nelineynaya fil'tratsiya i kvazikogerentnyy priyem signalov"), Moscow, Sov. radio, 1975, 704 p.

15. Tikhonov V.I. "Optimal reception of signals" ("Optimal'nyy priyem signalov"), Moscow, Radio i svyaz', 1983, 320 p.

Submitted 26.01.2020; revised 27.03.2020 Information about the authors

Dmitriy G. Pantenkov, Cand. Sc. (Technical), Deputy Chief Designer for radio communications, Kronstadt (18 prospekt An-dropova, Moscow 115432, Russia), tel. 8(926)109-23-95, e-mail: pantenkov88@mail.ru

Vladimir P. Litvinenko, Cand. Sc. (Technical), Associate Professor, Voronezh State Technical University (14 Moscovskiy prospekt, Voronezh 394026, Russia), e-mail: litvinvp@gmail.com