CC BY
36
DOI 10.25987^Ти.2020.16.3.005 УДК 621-376
ТЕХНИЧЕСКАЯ РЕАЛИЗАЦИЯ КРИТИЧЕСКИХ УЗЛОВ И УСТРОЙСТВ ПРИЕМА ШИРОКОПОЛОСНЫХ РАДИОСИГНАЛОВ
Д.Г. Пантенков1, В.П. Литвиненко2
ХАО «Кронштадт», г. Москва, Россия 2Воронежский государственный технический университет, г. Воронеж, Россия
Аннотация: в настоящее время в каналах управления всех без исключения автоматических специальных подвижных объектов тяжелого класса (космические аппараты, роботизированные комплексы, беспилотные летательные аппараты и т.д.) используются широкополосные радиосигналы, которые обеспечивают высокую скрытность, помехоустойчивость и возможность обеспечения непрерывной работы в сложной помеховой обстановке, включая непреднамеренное и преднамеренное радиоэлектронное воздействие со стороны эвентуального противника. При этом актуальным становится вопрос качественного приема и последующей обработки широкополосных радиосигналов на приемной стороне, который включает в себя последовательное выполнение ряда операций (обнаружение, синхронизация, вхождение в режим слежения, демодуляция, декодирование и т.д.). Данная статья посвящена вопросам математического и имитационного моделирования широкополосных радиосигналов, позволяющего определить требуемые характеристики сигналов и провести последовательный анализ их приема и обработки. В качестве прикладного программного обеспечения для проведения имитационного моделирования используется MathLab (БгтиИпк), позволяющий поблочно сформировать исследуемую схему, задать требуемые параметры каждого блока. Представлены результаты имитационного моделирования узлов в условиях воздействия шумов, которые показывают необходимость использования в командно-телеметрических каналах роботизированных комплексов и систем широкополосных радиосигналов, которые легко поддаются обработке даже при входных отношениях сигнал/шум (или сигнал/(помеха+шум)), близких к нулю, при условии обеспечения высокой скрытности и помехоустойчивости
Ключевые слова: широкополосные радиосигналы, имитационная модель, прямое расширение спектра, устройства приема и обработки сигналов, синхронизация по частоте, псевдослучайная последовательность, демодулятор, декодер
Введение
В данной научно-технической статье рассматриваются вопросы приема и обработки широкополосных радиосигналов и практической реализации узлов модема широкополосной связи. Для этого используются методы математического и имитационного моделирования, позволяющие получить требуемые характеристики и провести анализ приема и обработки радиосигналов последовательно на всех этапах обработки информации [1-14].
Техническая реализация критических узлов и устройств для приема широкополосных сигналов
В данной статье рассматриваются различные аспекты приема широкополосных сигналов с прямым расширением спектра. В силу своей структуры они обладают непрерывным спектром, наиболее близким к спектру белого шума, что максимально затрудняет их обнаружение.
Процесс приема более сложен и требует
© Пантенков Д.Г., Литвиненко В.П., 2020
использования многочисленных систем синхронизации. Он условно может быть разбит на следующие крупные этапы:
- обнаружение синхронизирующих фрагментов расширяющей ПСП;
- вхождение в режим слежения за расширяющей ПСП;
- демодуляция сигнала;
- декодирование сигнала.
Процесс снятия ПСП может осуществляться либо до демодуляции сигнала, либо в его процессе.
Алгоритмы обработки сигналов на каждом из этапов допускают большое количество вариантов их реализации. Ниже рассмотрены возможные технические решения критичных устройств для приема ТТТПС Приводятся соответствующие структурные схемы, работа которых иллюстрируется имитационными моделями, выполненными в среде MATHLAB Для сокращения времени моделирования и улучшения наглядности результатов используется двухпозиционная фазовая модуляция (BPSK) с ограничением базы ШПС. Этим же целям служит разбиение всего приемного устройства на функциональные узлы.
Синхронизация ПСП и снятие расширения сигнала
Приемники ШПС обладают определенной спецификой, которая заключается в операции сжатия спектра сигнала, что, в свою очередь, накладывает определенные требования по точности синхронизации копии ПСП с расширяющей ПСП сигнала на приеме. При практическом использовании существенной может оказаться расстройка по времени/частоте эталона относительно принятого радиосигнала. На это влияет целый ряд факторов: расстояние между передатчиком и приемником, сдвиг частоты по Доплеру, движение объектов друг относительно друга и прочее [1, 2, 11-14].
Оптимальный измеритель временного сдвига местного генератора и принятого сигнала должен формировать оценку т этого параметра как запаздывание, максимизирующее
корреляцию г(т) =
(т) = | у^) • s(t -топорной
ко-
пии расширяющего сигнала -т) с принятой реализацией у(^). Если начальная фаза сигнала случайна и не содержит информации об измеряемом значении т, аналогичная процедура производится относительно корреляций комплексных огибающих принятого сигнала и сдвинутых во времени копий расширяющей ПСП:
2 (т) =
г ' '
0,5 • | Y (/ )• £ * (( -т
Процедура оценки по времени в условиях неопределенности проводится в 2 последовательных этапа [1, 11]:
- поиск кода: грубое измерение параметра и выдача его предварительной оценки для начала второго этапа;
- автосопровождение (слежение): вырабатывает точные временные оценки, используются местным эталоном для сведения копии ПСП сжимающей опоры с ПСП принятого сигнала.
Поиск ПСП
В сигнально-кодовых конструкциях (СКК) для синхронизации ПСП предусмотрен соответствующий фрагмент сигнала «Преамбула». На приемной стороне его структура известна. Неизвестными величинами являются начальная фаза несущей на временной сдвиг ПСП. Следовательно, вычисление 2 (т) может быть произ-
ведено как согласованным фильтром, так и корреляционным методом, который рассматривается ниже.
Что касается согласованного фильтра поиска ПСП, то необходимо отметить следующее. Так как начальная фаза несущей неизвестна, то согласованный фильтр должен содержать квадратурные каналы. Длина фильтров, по крайней мере, должна в два раза превышать длину ПСП с учетом определения времени совпадения принятой ПСП и ее копии с точностью 'Л длительности элементарной посылки Тс .
В случае наличия временного сдвига местной копии псевдослучайной последовательности относительно входного сигнала один коррелятор может измерить рассогласование по времени только последовательно. Подобный алгоритм называется последовательным поиском, для видеосигнала ) реализуется в виде структурной схемы, представленной на рис. 1. На рис.1 для большей информативности представлены все составные части имитационной модели.
В имитационной модели для сокращения времени моделирования и повышения наглядности приняты следующие упрощения:
- длина ПСП преамбулы ограничена 63 битами;
- ПСП преамбулы следуют непрерывно;
- величина расстройки сигнала несущей и его копии на приемной стороне выбрана равной 410-6.
Рис. 1. Синхронизация по задержке расширяющей псевдослучайной последовательности
Имитатор входного сигнала содержит формирователь фазоманипулированного ШПС, генератор шума и соответствующие селектив-
у>
ные цепи.
Устройство синхронизации содержит два квадратурных коррелятора, в которых сигналы копии несущей модулированы копией ПСП. Возможны и другие варианты построения корреляторов.
При моделировании контролируется входной сигнал, сигналы на выходе корреляторов и интегральный выходной отклик устройства.
Интегральный отклик представляет собой сумму квадратов выходных сигналов квадратурных корреляторов. Схема формирования интегрального отклика позволяет векторно
суммировать модули квадратов откликов корреляторов и скалярно - квадраты их шумовых составляющих.
На рис. 2 приведена полная схема модели в среде 81шиПпк. На рис. 3 и 4 представлены результаты моделирования поиска момента совпадения принятой и опорной ПСП при отсутствии и наличии шумов.
Первое поле соответствует входному сигналу, второе и третье поля - индивидуальные выходы корреляторов, четвертое - интегральный отклик.
[1пП 0е1 ау2 ипК Ое1ау1 ига! Ве!ауЗ ИпН 0а!ау4 инК №1ау5
Рис. 2. Имитационная модель поиска ПСП преамбулы по задержке
Рис. 3. Поиск момента совпадения принятой и опорной ПСП при отсутствии шумов
Рис. 4. Поиск момента совпадения принятой и опорной ПСП при соотношении сигнал/шум минус 6 дБ в полосе входного сигнала
В силу наличия расстройки между частотами несущей и ее копией сигналы на выходе корреляторов меняют свой знак пропорционально частоте биений. Интегральный отклик после операции возведения в квадрат своих со-
ставляющих имеет только положительное значение. Так как шумовые составляющие в квадратурных каналах ортогональны, то их квадраты суммируются скалярно. Кроме того, нелинейная процедура возведения в квадрат приводит к дополнительному увеличению соотношения между большими и малыми компонентами выходного сигнала. Эти факторы способствуют улучшению качества интегрального отклика после достижения определенного порога входного отношения сигнал/шум.
При большой базе сигнала преамбулы время поиска момента совпадения ПСП в одиночном корреляторе может стать недопустимо большим. Для его сокращения используются параллельные каналы обработки, в которых копии ПСП поступают со сдвигом по фазе.
Слежение за ПСП
По окончании процедуры поиска формируются оценки рассогласования (грубые) по времени принятой ПСП и её копии с ошибкой в пределах долей длительности элементарной посылки. Обеспечение точной синхронизации обеспечивается использованием схемы автоподстройки по задержке (АПЗ), в противном случае - петли автоподстройки по времени (АПВ). Схема автоподстройки по задержке позволяет измерить временное рассогласование опорного и принятого сигналов, подстроить местный генератор в направлении уменьшения ошибки, т.е. по сути обеспечить слежение за сигналом.
В данной статье уделено внимание типовой схеме автоподстройки по задержке (схема «ранняя-поздняя»), базирующейся на сравнении статистической взаимосвязи разделенных по времени 5 ранней и поздней копий с принятым сигналом:
г(т + 5/2) и г(т - 5/2).
Усреднение данных величин позволит получить отсчеты автокорреляционной функции (АКФ) сигнала расширения спектра:
г(т + 5/2) = R{т + 5/2)
г(т-<5/2) = R(т -5/2)
Сигнал ошибки определим в виде )= г(т + 5/2)-г(т -5/2).
Математическое выражение сигнала ошибки (среднего значения) запишем в виде
е///) = Я(т + 5/2)-Я(т - 5/2),
представляет собой разность 2-х копий АКФ, смещенных по т на величину 5 . В итоге имеем зависимость сигнала ошибки (усредненного) от рассогласования т между принятым и опорным сигналами. Данная зависимость графически представляется дискриминационной кривой, рис. 5, для случая 5 = 2А.
Рис. 5. Дискриминационная характеристика системы слежения за ПСП
Ранняя и поздняя копии R(т) представлены на рис. 5 пунктирными, дискриминационная кривая - сплошной линией.
Как правило, 5 выбирается близкой к длительности элементарной посылки Тс.
На рис. 6 показана структурная схема устройства слежения за ПСП преамбулы, а на рис. 7 - имитационная модель для исследования его работы.
Отс:<емы выделения вводного сигнала ПСП преамбулы
Задержка ТсГ2
Управляющий сигнал генератора ПСП преамбулы
Задержка
Тс
От генератора копии ПСП преамбулы
Рис. 6. Структурная схема устройства слежения за ПСП преамбулы
Модель состоит из генератора ПСП принятого сигнала, генератора шумов, генератора копии ПСП, устройств слежения и контроля.
В конкретном случае слежение обеспечивается управляемой линией задержки, хотя возможен и вариант использования управляемого генератора тактовой частоты ПСП.
На рис. 8 и 9 представлены результаты моделирования работы схемы сопровождения ПСП при начальной расстройке входного сигнала и его копии в пределах Л длительности элементарной посылки.
Рис. 7. Имитационная модель работы схемы сопровождения ПСП преамбулы
Рис. 8. Сопровождение ПСП преамбулы при отсутствии шумов
Рис. 9. Сопровождение ПСП преамбулы при наличии шумов
Верхнее первое поле соответствует принятой ПСП преамбулы, второе поле - подстраи-
ваемой копии ПСП, третье поле - управляющему сигналу фазовой подстройки.
После точного сведения ПСП последовательностей преамбулы может быть декодирован сигнал маркера, обозначающего начало кадра. Декодирование может производится как согласованным фильтром, так и коррелятором.
Таким образом, в результате обработки создаются условия для снятия абонентской расширяющей последовательности, закон формирования которой в приемной аппаратуре известен. Снятие ПСП производится ее перемножением с входным ШПС.
Дальнейшие операции демодуляции и декодирования не отличаются от аналогичных при приеме узкополосных сигналов.
Демодуляция сигналов.
Когерентный демодулятор с ФАПЧ с внутренним снятием ПСП
Демодулировать информационный сигнал можно как после внешнего снятия расширяющей последовательности, так и при ее наличии, но располагая сфазированной копией. Для демодуляции широкополосных ФМ-сигналов наибольшее распространение находят модифицированные схемы Костаса с внутренним снятием расширяющей ПСП, что снижает требо-
вания к производительности процессора. Наличие ФАПЧ позволяет осуществить когерентную демодуляцию сигнала по одному из двух квадратурных выходов [1,12]. На рис. 10 представлена структурная схема демодулятора ШПС с двухпозиционной ФМ.
Демодулятор представляет собой контур ФАПЧ с квадратурными каналами и снятием манипуляции управляющего напряжения ГУН с помощью перемножения выходов каналов.
Схема имитационной модели приведена на рис. 11. Модель содержит блоки формирования ШПС, шумового сигнала и собственно когерентный демодулятор.
Модель позволяет проследить прохождение сигналов в различных сечениях и выбрать оптимальные характеристики элементов демодулятора. С целью сокращения времени моделирования база ШПС выбрана небольшой - 10.
На рис. 12 показан процесс синхронизации по частоте и демодуляции при отсутствии шума на входе устройства. Верхнее первое поле содержит входной ШПС. Второе поле - управляющий сигнал ФАПЧ. Третье поле - выход квадратурного канала. Четвертое - выход синхронного канала демодулятора. В начале процесса синхронизации уровни выходных сигналов квадратурных каналов примерно одинаковы. Отчетливо видны биения между частотой несущей и управляемого генератора.
В процессе синхронизации частота и фаза ГУН приходит в соответствие с частотой и фазой несущей, демодулированный сигнал на выходе основного канала становится максимальным, а на выходе квадратурного - минимальным. Биения исчезают. Время вхождения в синхронизм определяется параметрами ФНЧ петли ФАПЧ, крутизны управляющей характеристики ГУН, уровнем входного сигнала и отношением сигнал/помеха.
Входной сигнал
Демодулированный сигнал
расширяющей ПСП
ФНЧ
Рис. 10. Когерентный демодулятор ШПС с двухпозиционной ФМ
На рис. 13 показан процесс синхронизации и демодуляции ШПС при наличии шума на входе устройства. Очевидно, что наличие шумов увеличивает время вхождения в синхронизацию
Рис. 11. Имитационная модель когерентного демодулятора
39
Рис. 12. Процесс синхронизации по частоте и демодуляции при отсутствии шума на входе устройства
Жй...................Ш
НЧ фильтр
АПЧ
Рис. 13. Процесс синхронизации по частоте и демодуляции при наличии шума на входе устройства
Когерентный демодулятор с комбинированной ФАПЧ
В диапазоне миллиметровых волн расстройка частот несущей и синтезатора может превышать ширину полосы захвата ФАПЧ. Для реализации когерентного приема используют несколько технических решений, среди которых наиболее популярны следующие:
- использование ФНЧ с регулируемой полосой захвата и сопровождения;
- принудительное качание частоты синтезатора в ожидаемой полосе расстройки;
- использование комбинированных схем АПЧ-ФАП и др.
В качестве примера рассмотрим вариант построения демодулятора с комбинированной схемой ФАПЧ, приведенной на рис. 14.
От когерентного демодулятора данная схема отличается наличием дополнительной петли
АПЧ, работающей в диапазоне от максимально возможной расстройки частот несущей и синтезатора до полосы захвата ФАП. Для этого используются соответствующие полосовые фильтры биений и стандартный для квадратурных каналов контур АПЧ, состоящий из дифференцирующей цепи, перемножителя и фильтра.
На рис. 15 представлена имитационная модель демодулятора с комбинированной ФАПЧ.
Схема формирования ШПС описана выше. С целью большей наглядности процессов синхронизации и демодуляции генерация шумовой составляющей входного сигнала не предусмотрена.
На рис. 16 показан процесс синхронизации по частоте и демодуляции. Для наглядности использовано большое растяжение во времени.
На верхнем первом поле представлен исходный информационный сигнал. На втором поле - суммарный управляющий сигнал ГУН. На третьем и четвертом полях - выходы квадратурных каналов демодулятора.
Процесс частотной синхронизации виден на осциллограмме второго поля. Начальная расстройка выбирается системой АПЧ (асимптотическое нарастание управляющего напряжения). Затем происходит захват сигнала системой фазовой автоподстройки и выключение АПЧ (колебательный участок) и, наконец, захват фазы (горизонтальный участок).
Демодуляция сигнала происходит синхронно с процессами автоподстройки и отражена в третьем и четвертом полях. При этом в квадратурном канале демодулированный сигнал из-за отсутствия шумов также отсутствует, а в основном он инвертирован по отношению к исходному. Это объясняется фазовой неопределенностью в 180° контура восстановления несущей. На процесс дальнейшей обработки информации инверсия не влияет, так как устраняется при М-ичном декодировании.
Полосовой фильтр биений
НЧ фильтр ФАП
НЧ фильтр АПЧ
Демодулированный сигнал 1
— Копия расширяющей ПСП
Полосовой фильтр биений
Демодулированный сигнал 2
Рис. 14. Когерентный демодулятор с комбинированной ФАПЧ
Рис. 15. Имитационная модель демодулятора с комбинированной ФАПЧ
M-ичный декодер
После операции снятия ПСП и определения границ кадров формируются информационные блоки длиной 16 бит, каждый из которых представляет собой функцию Уолша, номер которой можно представить 4 двоичными разрядами. Выходная последовательность четырехбитных символов представляет собой канальную информацию.
Рис. 16. Процесс синхронизации по частоте и демодуляции
Тактовая частота элементов последова-
тельности Уолша Су равна учетверенному значению канальной скорости Ск (Су = 4Ск). Начало последовательности Уолша совпадает с началом блока информации.
Таким образом, при М-ичном декодировании происходит дальнейшее снижение битовой скорости, которое сопровождается уменьшением дисперсии выходного сигнала, то есть улучшением отношения сигнал/помеха. В общем случае это отношение растет пропорционально разности размерности входных и выходных блоков с теоретической скоростью 6 дБ на бит.
Реализация одного из вариантов М-ичного декодера показана на рис. 17.
Входной блок сигналов подается на 16 корреляторов, в которых производится операция свертки с 16 ортогональными функциями Уолша. В блоке выбора максимума определяется максимальное абсолютное значение из 16 коэффициентов корреляции, номер которого и принимается за четырехбитный канальный символ выходного блока данных.
На рис. 18 показана имитационная модель М-ичного декодера, позволяющая проследить прохождение сигнала по цепям декодера в условиях наличия шумовой составляющей.
Входной блок 16 бит
Генератор функций Уолша
Коррелятор
Коррелятор
Коррелятор
Выбор максимума
Формирователь выходного блока данных 4 бит
Схема управления
Рис. 17. Вариант реализации М-ичного декодера
Рис. 18. Имитационная модель M-ичного декодера
Модель производит свертку входного сигнала и шума (Walsh Code Generator 1, Band-Limited While Noise) с его копией (Walsh Code Generator) и одной из других ортогональных реализаций (Walsh Code Generator 2).
На рис. 19-21 показан процесс работы декодера при свертке входного сигнала со своей копией и с одной из ортогональных реализаций при отсутствии и наличии шумов.
В верхнем первом поле изображена копия, вырабатываемая генератором Уолша. Во втором поле - сумма сигнал и шума. В третьем поле результат корреляционной свертки входного сигнала с копией. В четвертом - свертка входного сигнала с одной из ортогональных функций Уолша. Распознавание информационных блоков производится по максимальному значению коэффициента корреляции. Из графических материалов следует, что даже при входных значениях соотношения сигнал/помеха, близких к нулю, М-ичный декодер обеспечивает достоверное определение блоков данных.
Рис. 19. Пример работы М-ичного декодера при свертке с копией входного сигнала и с одной из ортогональных реализаций при отсутствии шумов
Рис. 20. Пример работы М-ичного декодера при свертке с копией входного сигнала и с одной из ортогональных реализаций при соотношении сигнал/шум 0 дБ после снятия ПСП
2
16
Рис. 21. Пример работы М-ичного декодера при свертке с копией входного сигнала и с одной из ортогональных реализаций при соотношении сигнал/шум минус 6 дБ после снятия ПСП
Заключение
Применение ШПС в системах связи имеет принципиально важное значение:
- обеспечивают высокую помехоустойчивость (помехозащищенность);
- позволяют в полной мере реализовать преимущества оптимальных методов обработки сигналов (корреляционная обработка и согласованная фильтрация);
- обеспечивают одновременную работу многих абонентов в общей полосе частот;
- позволяют создавать системы связи с повышенной скрытностью;
- позволяют успешно бороться с многолучевым распространением радиоволн путем разделения лучей.
Основные результаты, полученные в ходе написания научно-технической статьи:
1. Подробно рассмотрены вопросы построения различных вариантов узлов ШПС модема. Приведены структурные и имитационные схемы, обеспечивающие:
- поиск синхронизирующих последовательностей в условиях неопределенности по частоте и задержке;
- сопровождение расширяющей последовательности;
- снятие ПСП и демодуляцию сигнала;
- М-ичное декодирование.
2. Приведены результаты моделирования узлов в условиях воздействия шумов, которые показывают необходимость использования в командно-телеметрических каналах роботизированных комплексов и систем широкополосных радиосигналов, которые при высокой
скрытности и помехоустойчивости легко поддаются обработке даже при входных отношениях сигнал/шум (или сигнал/(помеха+шум)), близких к нулю.
Литература
1. Тихонов В.И., Кульман Н.К. Нелинейная фильтрация и квазикогерентный прием сигналов. М.: Сов. радио, 1975. 704 с.
2. Тихонов В.И. Оптимальный прием сигналов. М.: Радио и связь, 1983. 320 с.
3. Панычев С.Н., Питолин В.М., Самоцвет Н.А. Универсальный показатель для оценки эффективности маскирующих и имитационных помех // Радиотехника. 2016. № 6. С. 26-30.
4. Перунов Ю.М., Куприянов А.И. Радиоэлектронная борьба: радиотехническая разведка. М.: Вузовская книга, 2016. 190 с.
5. Скляр Б. Цифровая связь. Теоретические основы и практическое применение; пер. с англ. 2-е изд. М.: Издательский дом "Вильямс", 2003. 1104 с.
6. Волков Л.Н. Системы цифровой радиосвязи: базовые методы и характеристики. М.: Эко-Трендз, 2005. 392 с.
7. Трубин И.С., Медведева Е.В., Булыгина О.П. Нелинейная фильтрация видеопоследовательностей цифровых полутоновых изображений // Инфокоммуникацион-ные технологии. 2007. Т. 5. №4. С. 29-36.
8. Пат. 191 165, Российская Федерация, МПК Н04 В 7/02 (2006.01). Бортовой терминал радиосвязи беспилотного летательного аппарата / Долженков Н.Н., Абрамов А.В., Егоров А.Т., Ломакин А.А., Пантенков Д.Г.; заявитель и патентообладатель АО «Кронштадт». 26.07.2019, Бюл. №21.
9. Егоров А.Т., Ломакин А.А., Пантенков Д.Г. Математические модели оценки скрытности спутниковых каналов радиосвязи с беспилотными летательными аппаратами. Ч. 1 // Труды учебных заведений связи. 2019. Т. 5. № 3. С. 19-26.
10. Ломакин А.А., Пантенков Д.Г., Соколов В.М. Математические модели оценки скрытности спутниковых каналов радиосвязи с беспилотными летательными аппаратами. Ч. 2 // Труды учебных заведений связи. 2019. Т. 5. № 4. С. 37-48.
11. Пантенков Д.Г., Литвиненко В.П. Алгоритмы формирования и обработки радиосигналов командно-телеметрической радиолинии и технические предложения по их реализации // Вестник Воронежского государственного технического университета. 2020. Т. 16. № 2. С. 90105.
12. Пантенков Д.Г., Литвиненко В.П. Цифровая статистическая имитационная модель процесса обработки сигналов в навигационной аппаратуре потребителей спутниковых радионавигационных систем // Вестник Воронежского государственного технического университета. 2020. Т. 16. № 1. С. 87-99.
13. Техническая реализация высокоскоростного информационного канала радиосвязи с беспилотного летательного аппарата на наземный пункт управления/ Д.Г. Пантенков, Н.В. Гусаков, А.Т. Егоров, А.А. Ломакин, В.П. Литвиненко, В.И. Великоиваненко, Е.Ю. Лю-Кэ-Сю // Вестник Воронежского государственного технического университета. 2019. Т. 15. № 5. С. 5271.
14. Пантенков Д.Г. Классификация случайных процессов на основе многомерных Марковских моделей// Теоретические и прикладные проблемы развития и совершенствования автоматизированных систем управления
военного назначения: сб. тр. Всерос. науч.-техн. конф. СПб.: ВКА имени А.Ф. Можайского, 2013. Ч.2. С. 340345.
Поступила 16.03.2020; принята к публикации 18.06.2020 Информация об авторах
Пантенков Дмитрий Геннадьевич - канд. техн. наук, начальник отделения радиосвязного оборудования, АО «Кронштадт» (115432, Россия, г. Москва, проспект Андропова, 18, кор. 9), тел. 8(926)109-23-95, e-mail: [email protected] Литвиненко Владимир Петрович - канд. техн. наук, доцент, Воронежский государственный технический университет (394026, Россия, г. Воронеж, Московский проспект, 14), e-mail: [email protected]
TECHNICAL IMPLEMENTATION OF CRITICAL NODES AND DEVICES FOR RECEIVING BROADBAND RADIO SIGNALS
D.G. Pantenkov1, V.P. Litvinenko2
'"Kronstadt", Moscow, Russia 2Voronezh State Technical University, Voronezh, Russia
Abstract: currently the control channels of all automatic special heavy-class mobile objects (spacecraft, robotic systems, unmanned aerial vehicles, etc.) use broadband radio signals that provide high stealth, interference stability and the ability to ensure continuous operation in a complex interference environment, including unintentional and deliberate radio-electronic impact from an eventual enemy. At the same time, the issue of high-quality reception and subsequent processing of broadband radio signals on the receiving side becomes relevant, which includes the sequential execution of a number of operations (detection, synchronization, entering the tracking mode, demodulation, decoding, etc.). This article is devoted to mathematical and simulation modeling of broadband radio signals, which allows one to determin the required characteristics of signals and conduct a sequential analysis of their reception and processing. MathLab (Simulink) is used as an application software for conducting simulation, which allows us to create a block-by-block scheme and set the required parameters for each block. The paper presents the results of simulation of nodes under noise exposure, which show the need to use robotic complexes and systems of wide-band radio signals in command and telemetry channels, which are easy to process even when the input signal-to-noise ra-tio(or signal/(interference+noise)) is close to zero, provided that high secrecy and noise immunity are ensured
Key words: broadband radio signals, simulation model, direct extension of the spectrum, device receiving and processing signals, synchronizing in frequency, pseudorandom sequence, demodulator, decoder
References
1. Tikhonov V.I., Kulman N.K. "Nonlinear filtering and quasi-coherent signal reception" ("Nelineynaya fil'tratsiya i kvazikogerentnyy priem signalov"), Moscow, Sov. radio, 1975, 704 p.
2. Tikhonov V.I. "Optimal reception of signals" ("Optimal'nyy priem signalov"), Moscow, Radio i svyaz', 1983, 320 p.
3. Panychev S.N., Pitolin V.M., Samotsvet N.A. "Unique indicator for evaluating the effectiveness of masking and simulation interference", Radio Engineering (Radiotekhnika), 2016, no. 6, pp. 26-30.
4. Perunov Yu.M., Kupriyanov A.I. "Electronic warfare: radio-technical reconnaissance" ("Radioelektronnaya bor'ba: radiotekhnicheskaya razvedka"), Moscow, Vuzovskaya kniga, 2016, 190 p.
5. Sklyar B. "Digital communication. The theoretical basis and practical application" ("Tsifrovaya svyaz'. Teoret-icheskie osnovy i prakticheskoe primenenie"), Moscow, Williams, 2003, 1104 p.
6. Volkov L.N. "Digital radio communication systems: basic methods and characteristics" ("Sistemy tsifrovoy ra-diosvyazi: bazovye metody i kharakteristiki"), Moscow, Eco-Trends, 2005, 392 p.
7. Trubin I.S., Medvedeva E.V., Bulygina O.P. "Nonlinear filtering of video sequences of digital halftone images", Infocommunication technologies (Infokommunikatsionnye tekhnologii), 2007, vol. 5, no. 4, pp. 29-36.
8. Dolzhenkov N.N., Abramov A.V., Egorov A.T., Lomakin A.A., Pantenkov D.G. "On-board terminal of radio communication of unmanned aerial vehicle" ("Bortovoy terminal radiosvyazi bespilotnogo letatel'nogo apparata"), Patent for useful model 191 165, Russian Federation, MPK H04 B 7/02 (2006.01), applicant and patentee JSC "Kronstadt", 26.07.2019, bull. 21.
9. Egorov A.T., Lomakin A.A., Pantenkov D.G. "Mathematical models for estimating the stealth of satellite radio channels with unmanned aerial vehicles", Proc. of the Educational Institutions of Connection (Trudy uchebnykh zavedeniy svyazi), 2019, vol. 5, no. 3, pp. 19-26.
10. Lomakin A.A., Pantenkov D.G., Sokolov V.M. "Mathematical models for estimating the stealth of satellite radio communication channels with unmanned aerial vehicles", Proc. of the Educational Institutions of Connection (Trudy uchebnykh zavedeniy svyazi), 2019, vol. 5, no. 4, pp. 37-48.
11. Pantenkov D.G., Litvinenko V.P. "Algorithms for forming and processing radio signals of a command-telemetric radio line and technical proposals for their implementation", Bulletin of Voronezh State Technical University (Vestnik Voronezhskogo gosudarstven-nogo tekhnicheskogo universiteta), 2020, vol. 16, no. 2, pp. 90-105.
12. Pantenkov D.G., Litvinenko V.P. "Digital statistical simulation model of signal processing in the navigation equipment of consumers of satellite radio navigation systems", Bulletin of Voronezh State Technical University (Vestnik Voronezhskogo gosudarstven-nogo tekhnicheskogo universiteta), 2020, vol. 16, no. 1, pp. 87-99.
13. Pantenkov D.G., Gusakov N.V., Egorov A.T., Lomakin A.A., Litvinenko V.P., Velikoivanenko V.I., Lyu-Ke-Syu E.Yu. "Technical implementation of high-speed information channel of radio communication from an unmanned aerial vehicle to a ground control point", Bulletin of Voronezh State Technical University (Vestnik Voronezhskogo gosudarstven-nogo tekhnicheskogo universiteta), 2019, vol. 15, no. 5, pp. 52-71.
14. Pantenkov D.G. "Classification of random processes on the basis of multidimensional Markov models", Proc. of the All - Russian Scientific and Technical Conference: Theoretical and Applied Problems of Development and Improvement of Automated Control Systems for Military Purposes (Teoreticheskie i prikladnye problemy razvitiya i so-vershenstvovaniya avtomatizirovannykh sistem upravleniya voennogo naznacheniya: sb. tr. Vseros. nauch.-tekhn. konf.'), St. Petersburg, A.F. Mozhaysky VKA, 2013, pp. 340-345.
Submitted 16.03.2020; revised 18.06.2020 Information about the authors
Dmitriy G. Pantenkov, Cand. Sc. (Technical), "Kronstadt" (18 prospect Andropova, Moscow 115432, Russia), tel. +7(926)109-23-95, e-mail: [email protected]
Vladimir P. Litvinenko, Cand. Sc. (Technical), Associate Professor, Voronezh State Technical University (14 Moscovskiy prospekt, Voronezh 394026, Russia), e-mail: [email protected]
