CC BY
218
Радиотехника и связь
DOI 10.25987/VSTU.2019.15.5.007 УДК 621-391
ТЕХНИЧЕСКАЯ РЕАЛИЗАЦИЯ ВЫСОКОСКОРОСТНОГО ИНФОРМАЦИОННОГО КАНАЛА РАДИОСВЯЗИ С БЕСПИЛОТНОГО ЛЕТАТЕЛЬНОГО АППАРАТА НА НАЗЕМНЫЙ ПУНКТ УПРАВЛЕНИЯ
Д.Г. Пантенков1, Н.В. Гусаков2, А.Т. Егоров1, А.А. Ломакин1, В.П. Литвиненко3, В.И. Великоиваненко4, Е.Ю. Лю-Кэ-Сю5
Акционерное общество «Кронштадт», г. Москва, Россия 2Акционерное общество «Научно-исследовательский институт современных
телекоммуникационных технологий», г. Смоленск, Россия 3Воронежский государственный технический университет, г. Воронеж, Россия 4Федеральное государственное унитарное предприятие «Центральный научно-
исследовательский институт машиностроения», г. Королёв, Россия 5Общество с ограниченной ответственностью «СТЭК.КОМ», г. Москва, Россия
Аннотация: в настоящее время в РФ активно развивается беспилотная авиация в интересах различных заказчиков. При этом по состоянию на 2019 год отечественной промышленностью разработан типоряд комплексов с беспилотными летательными аппаратами (КБЛА) различного класса и целевого назначения - лёгкие («Типчак», «Zala 421-04M», «Элерон-3»), средние («Элерон-10», «Форпост», «Корсар»), тяжелые («Орион»), сверхтяжелые («Альтаир», «Охотник»), которые решают как задачи повышения обороноспособности и безопасности РФ, так и отвечают интересам гражданских потребителей. Одним из ключевых элементов КБЛА является радиолиния передачи командно-телеметрической и целевой информации прямой радиовидимости между БЛА и наземным пунктом управления и обработки информации (НПУОИ). Беспилотные летательные аппараты тяжелого класса могут иметь в своем составе одновременно несколько целевых нагрузок - оптико-электронную систему, радиолокационную систему, систему радиомониторинга и т.д. В связи с тем, что поток информации, поступающий с целевых нагрузок на вход радиолинии, в пиковые моменты может быть достаточно большим, серьезные требования предъявляются как к аппаратуре первичной обработки целевой информации на борту БЛА и её сжатия в аппаратуре регистрации информации, так и к пропускной способности радиолинии в части передачи целевой информации на НПУОИ для последующего её анализа и обработки оператором комплекса. В данной статье рассмотрен перспективный метод OFDM модуляции (мультиплексирование с ортогональным частотным разделением каналов) и COFDM модуляции (OFDM с канальным кодированием) применительно к высокоскоростному информационному каналу БЛА-НПУОИ, представлены результаты расчетов параметров высокоскоростной радиолинии, а также проведена оценка помехоустойчивости OFDM сигнала с каскадным кодом (низкоплотностным LDPC-кодом совместно с кодом Рида-Соломона)
Ключевые слова: комплексы с беспилотными летательными аппаратами, высокоскоростная информационная радиолиния прямой видимости, OFDM-сигналы, COFDM, помехоустойчивое кодирование, LDPC-код, код Рида-Соломона, вероятность ошибки, сигнал/шум, бортовые антенны, наземные антенны
Введение
Современную систему связи БЛА с НПУОИ на уровне обработки сигнала целесообразно рассматривать как программно-определяемую сетецентрическую радиосистему, что позволит в зависимости от условий прохождения сигнала на трассе БЛА-НПУОИ-БЛА (БЛА-БЛА) адаптивно изменять виды и параметры сигнально-кодовых конструкций (модуляцию, выходную мощность передатчика, виды канального кодирования сигнала, параметры расширения спектра сигнала, скорость передачи данных).
© Пантенков Д.Г., Гусаков Н.В., Егоров А.Т., Ломакин А.А., Литвиненко В.П., Великоиваненко В.И., Лю-Кэ-Сю Е.Ю., 2019
Сетецентрическая система управления базируется на создании пространственно-распределенных, работающих на различных физических принципах, в широком диапазоне частот систем разведки, наблюдения и связи, многоканальной сетевой дублируемой защищенной системы передачи больших объемов данных в масштабе времени близком к реальному, многоуровневой иерархической системы оценки обстановки, принятия решений, контроля эффективности использования энергетических и частотных ресурсов при выполнении целевых задач. По существу, использование сетецентриче-ского принципа построения системы сводится к реализации адаптивной радиосети с коммутацией пакетов, а эффективность оценивается по
критерию минимума среднего времени доставки по сети от исходящего узла ко входящему [1]. При этом информационный канал является полудуплексным каналом с временным разделением. Канал разбивается на последовательность интервалов (окон), длительность которых достаточна для передачи одного информационного пакета и передачи положительной ответной квитанции от узла назначения. Тогда маршрутизация сообщения осуществляется на основании маршрутной информации, получаемой каждым узлом от соседних узлов по служебному каналу. Задача маршрутизации - определение последовательности узлов ретрансляции для передачи пакета и выбор оптимальной последовательности. Предполагается, что в каждом транзитном узле пакет становится в очередь и ожидает передачи. В процессе передачи пакета анализируются следующие параметры сети: вероятность искажения пакета на маршруте; количество повторений на передачу на маршруте; суммарная загрузка узлов, входящих в маршрут; суммарная длина очереди узлов, входящих в выбранный маршрут.
Проведенный анализ [1-10] показывает, что в высокоскоростных информационных радиолиниях БЛА-НПУОИ активно используются:
- COFDM-сигналы, обладающие простой аппаратной реализацией, высокой помехоустойчивостью, способностью к иерархической модуляции, обеспечивают устойчивый прием и проведение трансляций в движении, несклонны к межсимвольным помехам и интерференции между поднесущими, высокой эффективностью использования радиочастот. К недостаткам можно отнести жесткие требования: по высокой синхронизации частоты и времени, чувствительности к линейности трактов (высокий пик-фактор), чувствительность к эффекту Доплера, фазовый шум гетеродинов. Широкая полоса канала, в которой можно найти лучшие частоты, и метод передачи высокоскоростных данных на основе OFDM-сигналов - наиболее эффективны в условиях многолучевого распространения радиосигналов и наличия отраженных сигналов высокого уровня на входе приемного устройства;
- АСМ: адаптивное кодирование и модуляция (используемая сигнально-кодовая конструкция от кадра к кадру меняется в зависимости от текущего состояния канала). ACM нашло применение в общепризнанном стандарте DVB-S2, в котором используются следующие виды модуляции - BPSK, QPSK, 16APSK, 32APSK. ACM имеет много достоинств, но в то же время
необходимо обратить внимание на то, что имеются жесткие требования по синхронизации, а также при использовании модуляции высокого порядка в условиях повышенного шума требуется вводить пилот-сигналы [1].
В командных радиолиниях целесообразно рассмотреть методы широкополосной передачи (с прямым расширением спектра или псевдослучайной перестройкой рабочих частот), позволяющей осуществлять разделение нескольких лучей с различным запаздыванием для устранения эффекта замирания, вызванного многолучевым распространением сигналов, а также работать в условиях преднамеренных помех [1-3].
При многолучевом распространении радиоволн на пересеченной местности и множественных переотражениях сигналов актуальна технология многоантенных систем MIMO, базирующихся на применении метода цифрового формирования диаграммы направленности антенны. Наличие двух антенн на корпусе ЛА позволяет решить проблему поддержки надежной связи при разных ориентациях корпуса ЛА относительно направления на наземную станцию. Основное условие успешного применения MIMO-систем - стационарность коэффициентов передачи радиоканала с момента их оценивания до завершения трансляции массива данных [1-5].
В качестве используемых кодов возможно применение различных кодов, в том числе каскадных кодов (БЧХ и LDPC), которые применяются и уже хорошо зарекомендовали себя в телекоммуникационной отрасли, в том числе в форматах DVB-S2, DVB-T2.
Применительно к функционированию радиолинии передачи командно-телеметрической и целевой информации применяются две разновидности интерфейсов.
Интерфейсы обмена узкополосной информацией. Что касается выбора интерфейсов, то тут необходимо отметить, что к наиболее распространенным последовательным интерфейсам относятся RS-485, МКИО (мультиплексный канал информационного обмена, ГОСТ Р52070-2003), CAN (ARINC 825). Они существенно отличаются по аппаратной реализации, алгоритмам организации обмена и способам упаковки и передачи данных.
Интерфейсы обмена широкополосной информацией. Среди современных стандартов построения информационно-телекоммуникационной инфраструктуры, интегрированной модульной Авионики можно отметить 2 наиболее перспективных стандарта: ARINC 664 («Информационные сети летатель-
ных аппаратов»), ARINC 818 («Цифровой видеоинтерфейс авиационного радиоэлектронного оборудования с высокой скоростью передачи данных»).
В основу стандарта ARINC 664 положен протокол AFDX (авиационный полнодуплексный коммутируемый Ethernet), стандартизированный рабочей группой ARINC и построенный на базе широко известного стандарта IEEE 802.3.
Применение данного протокола позволяет использовать традиционную логическую структуру современных сетей (стек протоколов TCP/IP). Вместе с этим данный протокол обеспечивает требования к бортовым авиационным системам в части надежной передачи пакетов и ограничений по задержке передачи. В основе сети AFDX лежит определение всех узлов и их сетевых адресов, а также создание избыточности линейного оборудования и аппаратного обеспечения на физическом уровне.
1. Основные требования (вариант) к информационной радиолинии из состава КБЛА тяжелого класса, схема организации информационного обмена между составными частями из состава КБЛА
В рамках данной статьи зададимся следующими основными требованиями для информационной радиолинии БЛА-НПУОИ:
- дальность связи: 250 км;
- диапазон частот: С (4/6 ГГц);
- вероятность ошибки на бит передаваемой информации: не хуже 10-7;
- скорость передачи информации: до 20 Мбит/сек;
- задержка передачи данных: не более 100
мс.
На рис. 1 представлена схема организации обмена целевой и командно-телеметрической информацией между двумя БЛА (вариант) и НПУОИ.
Рис. 1. Схема организации обмена целевой и командно-телеметрической информацией между двумя БЛА (вариант) и НПУОИ
2. Методы формирования и кодирования радиосигналов
2.1. Формирование частотных каналов в радиоканале С-диапазона
Допущения и условия:
- основной радиоканал С-диапазона частот должен обеспечивать обмен информацией между бортовым терминалом передачи данных (БТПД) и наземным терминалом передачи данных (НТПД) из состава ИРЛ С-диапазоне частот от 4,4 до 5,0 ГГц в полосе шириной 0,6 ГГц;
- должны быть обеспечены работа в составе сети не менее двух БЛА и наземных терминалов за счет многолитерности, возможность выбора литер для всех каналов передачи данных, участвующих в информационном обмене по команде с НПУОИ. Всего переключаемых литер будет не менее 20.
Весь рабочий диапазон предлагается разделить на 20 независимых частотных каналов связи с фиксированной центральной частотой. Центральные частоты соседних каналов разнесены на 30 МГц (рис. 2).
Каждый приемопередатчик может работать в любом из 20 каналов по выбору оператора НПУОИ.
Работа нескольких БЛА и наземных терминалов в одной пространственной области достигается путем:
- частотного разделения каналов;
- применения направленных антенн;
- автоматической регулировки мощности.
Все БЛА, находящиеся в одной зоне, работают независимо и без общей синхронизации. Однако по команде с внешнего устройства наземный терминал или БЛА могут переключиться на любой другой свободный канал [2,4].
Рис. 2. Двадцать каналов с защитными интервалами в С-диапазоне частот
Для обеспечения номинальной скорости передачи 10 Мбит/с в каждом канале необходимо использовать ширину спектра сигнала порядка 10 МГц. Таким образом, используя защитные интервалы шириной 20 МГц, получим помеху по соседнему каналу на уровне минус 45 дБн.
Для успешного декодирования сигнала необходимо отношение сигнал/шум на входе приемника на уровне 2 дБ. Таким образом, передатчик соседнего канала может быть расположен в 140 раз ближе к нашему приемнику, чем наш передатчик. Это соответствует наихудшему случаю, когда азимут нашего передатчика и передатчика соседнего канала совпадают. В противном случае, за счет направленных антенн достигается дальнейшее подавление соседнего канала до 30 дБ и более (т.е. отношение расстояний может быть еще увеличено в 30 раз).
Дополнительным фактором, уменьшающим влияние соседних каналов, является автоматическая регулировка мощности передатчика, не позволяющая включать передатчик на полную мощность при малом расстоянии до приемника и высоком отношении сигнал/шум [2].
Выбор ширины полосы канала связи зависит от скорости передаваемых данных и вида модуляции. В бортовом и наземном радиомодемах предлагается применять квадратурную амплитудную модуляцию 4^АМ, при которой на каждой поднесущей частоте COFDM-сигнала передаются по два бита.
Можно выбрать полосу уже 10 МГц, но для этого потребуется переходить на более сложную модуляцию 16^АМ, когда на каждой поднесу-щей передаются уже по 4 бита. В этом случае полосу можно уменьшить, но отношение сигнал/шум потребуется выше.
Расширение полосы возможно, но надо иметь в виду, что при этом возрастает мощность шума в канале и вероятность попадания радиопомех эфира в полосу канала [1,4,13,14].
Предлагается ширину полосы частотных каналов выбирать из ряда: 5; 10; 20 или 30 МГц. Это позволит более гибко подходить к выбору параметров канала в зависимости от условий распространения и ослабления радиосигнала. Тем самым будет выполнено требование ТЗ по автоматической адаптации скорости передачи данных и мощности излучаемого сигнала в зависимости от уровня помех и условий распространения сигнала.
При наличии резервного канал следует отметить, что одновременная работа основного и резервного канала достигается путем частотного разделения каналов с использованием соответствующих фильтров, а также пространственным разнесением антенн [1, 2, 4].
2.2. Формирование высокоскоростных и низкоскоростных каналов в одном радиоканале
От БТПД на НТПД по каналу «вниз» (DNL10M1) должны передаваться высокоскоростные информационные данные, например, со скоростью не менее 10 Мбит/с, а по каналу «вверх» - от НТПД к БТПД (UPL100K1) информационные данные со скоростью не менее 100 кбит/с.
Указанные каналы передачи информации образуются в одной полосе частот шириной 10 МГц с использованием временного разделения, что позволяет более эффективно использовать частотный диапазон и сохранять 20 каналов с частотным разделением.
Кроме этого, в основном канале
С-диапазона между НТПД и БТПД в обе стороны должны передаваться низкоскоростные командно-телеметрические данные со скоростью 16 кбит/с (каналы DNL16K1 и UPL16K1). Эти симметричные каналы также формируются в полосе канала с использованием временного разделения [1, 4, 13-16].
Все цифровые данные в канале формируются и синхронизируются таким образом, что каждый информационный поток периодически получает канал в свое распоряжение на фиксированный промежуток времени. На рис. 3 представлены временные диаграммы использования ресурса канала между прямым и обратным информационными каналами, а также между высокоскоростными информационными и низкоскоростным командно-телеметрическим каналами [1].
Рис. 3. Временная диаграмма использования ресурса канала
Большая часть времени канала выделена на высокоскоростную передачу данных с бортового терминала на наземный терминал (длинные блоки на рис. 3). Передача осуществляется блоками из 64800 бит и длительностью 3,2 мс. Каждый блок представляет собой многочастотный OFDM- сигнал с каскадным помехоустойчивым кодированием данных методом LDPC и Рида-Соломона (РС). Эти блоки заняты FEC-блоками
[3].
После передачи шести FEC-блоков (суммарной длительностью 19,2 мс) выделяется короткий временной слот длительностью 0,8 мс на передачу низкоскоростных телеметрических данных с борта БЛА на наземный терминал также в виде OFDM-сигнала, но с прореженным числом поднесущих (малые блоки на рис. 3). Затем выделяется еще 19,2 мс для передачи высокоскоростных данных с БТПД на НТПД, по-
сле чего бортовой терминал переводится в режим приема низкоскоростных данных со скоростью 100 кбит/с, передаваемых по обратному каналу от наземного терминала (длительностью 3,2 мс).
После приема всех OFDM-блоков от бортового терминала наземный терминал переходит в режим передачи двух командных блоков: один FEC-блок с повышенной избыточностью длительностью 3,2 мс, второй более короткий длительностью 0,8 мс.
Если высокоскоростные данные не передаются по каким-либо причинам, то вся полоса и все время выделяются для передачи низкоскоростных данных для повышения чувствительности и помехоустойчивости приоритетного командно-телеметрического канала (временные диаграммы представлены на рис. 4).
Рис. 4. Временная диаграмма (при отсутствии передачи высокоскоростной информации)
В основном высокоскоростном канале максимальное время выделяется для передачи информационных данных от БТПД на НТПД. Для обратного информационного и командно-телеметрического каналов временные окна значительно меньше [2].
Частотное разделение 20-ти каналов, временное разделение прямых и обратных потоков данных внутри одного канала, выделение временных окон для организации передачи командно-телеметрических данных позволяют наиболее эффективно использовать весь частотный диапазон для организации многоканальной связи с разной пропускной способностью [1, 4, 13-16].
2.3. Синхронизация основного канала
Синхронизация выполняется в два этапа: вначале, после ориентации антенн, устанавливается начальная синхронизация на низкой скорости, а затем с использованием этих результатов устанавливается синхронизация в высокоскоростном канале.
После подачи питания на наземный или бортовой комплект оборудования возможно потребуется незначительное время для прогрева некоторых элементов, критичных к низким температурам. После этого требуется несколько секунд для загрузки процессоров и других компонентов из ПЗУ. Далее система приступает к поиску синхронизации и установки связи [4].
Приемная сторона осуществляет поиск синхронизации на основе структуры сигнала. В детерминированные моменты времени передатчик начинает посылку OFDM-блока. Приемник производит оцифровку этого высокочастотного сигнала, сохраняя отсчеты в буфере процессорной системы обработки данных. В данном буфере накапливаются два OFDM-блока суммарной длительностью 1,6 мс (16200 отсчетов). По-
иск первоначальной синхронизации начинается с определения положения начала OFDM-символа в буфере, осуществляется поиск и циклическое замыкание длиною 512 отсчетов в структуре сигнала автокорреляционным методом (рис. 5).
После нахождения начала OFDM-блока необходимо компенсировать сдвиг поднесущих частот. Производится несколько обработок блока OFDM (преобразование Фурье) с небольшими сдвигами по частоте, после демодуляции структура сигнала сравнивается со структурой 4-QAM. Подбирается сдвиг, который обеспечивает наибольшее совпадение структуры принятого сигнала со структурой сигнала 4-QAM по принципу максимального отношения правдоподобия. Правильность определения синхронизации проверяется на этапе помехоустойчивого декодирования по скорости сходимости принятой последовательности к кодовому слову. Для предложенного способа нахождения синхронизации достаточно принять 2-3 OFDM-блока по 0,8 мс.
Поддержание синхронизации приемника и передатчика осуществляется путем сравнения демодулированного сигнала с исходным принятым сигналом.
После кратковременного (десятки секунд) пропадания сигнала на входе приемника нет необходимости искать начало OFDM-блока. Достаточно скомпенсировать сдвиг поднесущих частот [2].
Для восстановления связи после ее потери требуется восстановить все точные настройки приемника на сигнал передатчика с учетом возможных изменившихся условий приема. Для этого приемнику типично требуется несколько пакетов данных, что заведомо меньше 200 мс.
Циклическое замыкание (512 отсчетов)
Рис. 5. Процесс поиска и циклического замыкания 512 отсчетов в структуре сигнала автокорреляционным методом
Особенность синхронизации заключается в том, что она производится по информационному сигналу после приема и анализа нескольких десятков, а в плохих условиях распространения -нескольких сотен FEC-блоков кодированных данных. При этом традиционные синхроимпульсы, которые выделяются на фоне случайных информационных данных и являются главной и наиболее доступной мишенью для пеленгации и атак средств радиоэлектронной борьбы (РЭБ) противника, в предлагаемом радиоканале не используются, т.к. это привело бы к существенному снижению его реальной помехоустойчивости в условиях преднамеренных помех [2, 8].
2.4. Преобразование цифрового сигнала
На рис. 6 показана структура сигнала в виде блоков данных, которые передаются строго в определенные моменты времени, известные цифровым блокам на передающей и приемной сторонах.
Последовательность преобразования исходного фрагмента битовых данных, входящих в один FEC-блок, длительностью 3.2 мс, представлена на рис. 6.
Передаваемые данные делятся на блоки с длиной, соответствующей выбранной скорости кодирования FEC-кода, и кодируются помехоустойчивыми кодами каскадным способом, в котором код Рида-Соломона является внешним кодом, а низкоплотностный LDPC-код - внутренним. При этом к передаваемым данным добавляются избыточные символы, которые ис-
пользуются для исправления ошибок на приемной стороне. Для борьбы с пакетными ошибками и для уменьшения схожести передаваемых и исходных данных производится псевдослучайное перемешивание бит итогового кодового слова с последующим маскированием псевдослучайной последовательностью с очень большим периодом повторения 04 = 2 ). Полученный битовый вектор модулируется, формируя OFDM-блоки, и передается по радиоканалу [2].
Таким образом, каждый FEC-блок представляет собой псевдослучайную последовательность нулей и единиц. В этом потоке данных нет синхроимпульсов или синхропакетов, которые бы упростили выделение более крупных информационных данных [2].
В один FEC-блок входят четыре OFDM-символа длительностью по 0,8 мс, которые содержат 16200 бит.
OFDM-блоки передаются непрерывно без явного разделения защитными интервалами, что затрудняет анализ сигнала. В структуре передаваемого сигнала отсутствуют синхроимпульсы, поэтому восстановить структуру FEC-блоков невозможно [2].
Используемый вид цифрового сигнала усложняет его анализ и выявление его структуры. Проверка целостности принятой информации, осуществляемая как при снятии маскирования ПСП, так и в процессе декодирования FEC-блока и обработки на уровне информационных пакетов, обеспечивает высокую имито-стойкость передаваемых данных [1-5].
Рис. 6. Последовательность преобразования исходного фрагмента битовых данных, входящих в один FEC-блок длительностью 3.2 мс
С учетом вышесказанного, в данной статье оптимальные параметры OFDM-сигнала канала в С-диапазоне:
- 8000 поднесущих или число комплексных коэффициентов преобразования Фурье, поэтому появление мощной помехи на любой частоте в рабочей полосе сигнала может привести к подавлению только небольшого числа подне-сущих (это достигается применением специальных сглаживающих фильтров в процессе цифрового демодулирования COFDM-сигнала);
- размер FEC-блока с помехоустойчивым кодированием - 64800 бит;
- скорость кодирования - 1/4, 1/2, 3/4;
- тип модуляции - 4-ОАМ, при данном виде модуляции на одной несущей передаются по два бита и при заданном количестве поднесу-щих один OFDM-символ в кодированном виде может передать до 16000 бит. Модуляция на каждой поднесущей, наименее чувствительная к ошибкам, обусловленным шумом, и требует минимального отношения сигнал/шум;
- циклическое замыкание - 512 отсчетов или 1/16 длительности символа;
- длительность защитного интервала -15 мкс, что допускает разность путей прямого и отраженного сигналов до достаточно большого значения - 4500 м. Такое решение обеспечивает хорошую защиту от интерференции прямого и отраженных сигналов и в то же время не позволяет существенно снижать скорость информационных данных;
- помехоустойчивое кодирование LDPC, что позволяет принимать сигнал при уровне сигнал/шум не более 2 дБ;
- длительность OFDM-символа 500 мкс.
Основным фактором, определяющим допустимую величину блокирующей помехи, является мгновенный динамический диапазон ВЧ и ПЧ тракта приемника, а также АЦП.
Предлагаемый вариант OFDM-метода наиболее близок к варианту DVB-T (8к). Конечно, он менее универсальный, но более оптимальный для решения поставленной задачи. В частности, цифровой сигнал имеет вид псевдослучайной последовательности практически без периода повторения. Это говорит о высокой разведзащищенности и имитостойкости радио-
канала С-диапазона [1].
3. Методы помехоустойчивого кодирования в высокоскоростном информационном радиоканале БЛА-НПУОИ
Помехоустойчивое кодирование является обязательным преобразованием информационных данных в современных цифровых каналах связи. Методы кодирования постоянно совершенствуются. Например, еще недавно популярными были турбо-коды, в европейском стандарте цифрового телевидения первого поколения DVB-T применялось сверхточное кодирование в сочетании с кодом Рида-Соломона. Но в новой аппаратуре подобные коды не применяются. Так, в стандарте цифрового телевидения второго поколения DVB-T2 применяется наиболее эффективный и на сегодняшний день самый популярный метод низкоплотностных кодов LDPC или с низкой плотностью проверок на четность.
Практика кодирования на базе LDPC- кодов показала существенное повышение помехозащищенности по сравнению с защитой, используемой в DVB-T. Выигрыш в уровне сиг-
нал/шум за счет LDPC-кодирования может составлять до 3 дБ для типичного уровня ошибок и при одинаковой доле контрольных символов. По существу, это улучшение позволяет повысить пропускную способность канала за счет более сложных типов модуляции примерно на 30%.
На рис. 7 представлены зависимости вероятности битовой ошибки декодирования от отношения сигнал/шум на бит для FEC-кодов со скоростью кодирования 1/2, используемых в современных системах связи, при одинаковых параметрах модуляции. Минимальное отношение Е]/^ равно величине 0.2 дБ (пунктиром «С=1/2» на рис. 7 показан предел Шеннона). Видно, что при переходе от турбокодирования (кривая ТСС DVB-S) к низкоплотностным кодам (кривая LDPC DVB-S2) выигрыш в уровне сигнал/шум может составлять до 3 дБ для типичного уровня ошибок и при одинаковой доле проверочных символов [1, 2, 3, 8, 15]. Также из рис. 7 видно, что скорость уменьшения вероятности битовой ошибки от отношения сигнал/шум на бит больше для семейства LDPC-кодов.
-Q СL
1,00Е+00 1,00Е 01 1,00Е-02 1,00Е-03 1,ООЕ-04 1,00Е-05 1,00Е-0б 1,00Е-07
*|
Г, —»— I \ _ \ ч |
\ ч_ 'к
г \
г □ _ \ \Г~ \ \ i
г \ к ч N
1 \ N
0,5 1 1,5 2 2,5
Еь/No, дБ
3,5
......С =1/2
— LDPC DVB-S2 (п=64800) --Turbo Code DVB-S(n=848)
LDPC (n=1000000)
-«- -Turbo Code CDMA2000 (n=3060) ......•......Reed-Solomon (204,188, 8)
Рис. 7. Зависимости вероятности битовой ошибки декодирования от отношения сигнал/шум на бит для FEC-кодов со скоростью кодирования 1/2, используемых в современных системах связи, при одинаковых параметрах
модуляции 60
LDPC-код большой длины с мягким режимом декодирования позволяет приближаться к теоретическому пределу Шеннона при Гауссов-ском характере помех. Однако этот код является также эффективным для широкополосных импульсных помех и помех, вызывающих стирание сигнала.
Низкоплотностные коды являются линейными блоковыми кодами. Математически операция кодирования для получения кодового слова сводится к умножению исходного информационного вектора на порождающую матрицу. Эта операция связывает биты исходного сообщения с проверочными битами. Порождающая матрица построена так, что одни и те же биты входят в разные проверки, обеспечивая высокую корректирующую способность кода [2, 3].
Особенностью низкоплотностного кода является малая плотность значимых элементов в матрице - единиц, означающих связь битов кодового слова с соответствующими проверками. Также за счет этой особенности достигается относительная простота реализации средств кодирования [2, 3, 8, 15].
Корректность принятого кодового слова можно проверить, умножив его на проверочную матрицу, обратную порождающей матрице. Если в результате умножения получается нулевой вектор, то в принятом кодовом слове нет ошибок [1, 2, 8, 15].
Как видно из рис. 7, для эффективного декодирования длина кодового слова N должна быть очень большой, что приводит к очень большому размеру проверочной матрицы. Например, в случае длины кодового слова N = 64800 бит и скорости кодирования R = 1/2 про-
верочная матрица имеет 32400 строк и 64800 столбцов. Эффективное и быстрое декодирование в соответствии с такой большой матрицей делает разработку декодера нетривиальной задачей. Наибольшую эффективность представляют низкоплотностные коды со случайным заполнением проверочной матрицы (кривая LDPC (N=1000000) на рис. 7), но в этом случае нет возможности производить декодирование параллельно. Поэтому в современных стандартах цифровой связи построение проверочной матрицы LDPC-кода производят псевдослучайным образом по специальному закону, что позволяет реализовать параллельное декодирование при сохранении высокой корректирующей способности кода [1].
Построение эффективной структуры проверочной матрицы низкоплотностного кода является очень трудоемкой задачей, поэтому в данной статье использовалась структура кода на базе стандарта цифрового спутникового вещания второго поколения DVB-S2. Структуры LDPC-кодов имеют высокую корректирующую способность, позволяющую при применении методов итеративного декодирования практически вплотную приблизиться к пропускной способности канала по Шеннону, а также позволяют осуществлять обработку до 360 проверок в параллель при декодировании. Пример структуры проверочной матрицы представлен на рис. 8 (Я = 2/3, N= 16200). Линиями и штрихами помечены единицы, белым цветом - нули. Как видно из рис. 8, количество единиц значительно меньше числа нулей, следовательно, матрица является низкоплотностной.
Рис. 8. Структура проверочной матрицы (Я = 2/3, 16200)
Для обеспечения адаптивной подстройки корректирующей способности декодера и скорости передачи данных в статье реализованы
три скорости кодирования для длины кодового слова N = 64800 бит (рис. 9).
Скорость кодирования Я=1/2 обеспечивает
передачу данных при отношении сигнал/шум 1.0 дБ, скорость кодирования R=1/4 позволяет улучшить корректирующую способность кода на 3 дБ при уменьшении скорости передачи данных на 25%.
Скорость кодирования R=3/4 позволяет увеличить скорость передачи данных на 25% при ухудшении корректирующей способности кода на 3 дБ. Для уменьшения задержек передачи данных были реализованы 3 дополнительные скорости кодирования для длины кодового сло-
ва N=16200, которые могут быть задействованы при необходимости [1-4,13-16].
Закон построения генерирующих матриц и таблицы с константами для разных скоростей кодирования позволяют реализовать кодер низ-коплотностного кода с выбранными параметрами. В таком кодере будет применяться каскадное кодирование. Исходная информация кодируется «слабым» кодом Рида-Соломона с малым числом проверочных символов.
1,00 £+00
1,00Е-01
1.00Е-02
1,00Е-03
1.00Е-04
1г00Е-05
1.00Е-06
1.00Е-07
1.
Г4^ * \ 1 \ * \ * * 1 ■ ь _1
1 1 т 1 * '* к 1
1 I ' _ 1 ___ 1
1 тГ 1 \ 1
Р 1 4—
-4
>ШРС 11=1/4 (N=6-1800) 1СРС 11 = 2/3 (N = 16200)
-2
Еь/Ы^дБ
■—•—■ ШРС К=1 ¡1 (N=64600) -•-- ЮРС ^=2/5(4= 16200)
—- 10РС К=3/4 (N=646001 -•—- 1_0РС К=11/45(М= 16200)
Рис. 9. Зависимости вероятности битовой ошибки декодирования от отношения сигнал/шум на бит для LDPC-кодов с разной скоростью кодирования (11/45, 1/4, 2/5, 1/2, 2/3, 3/4) для двух длин кодового слова (64800 и 16200)
при одинаковых параметрах модуляции
Полученный вектор кодируется LDPC-кодом с заданной скоростью кодирования, а затем биты полученного кодового слова перемешиваются псевдослучайным способом (рис. 10).
Перемешивание необходимо для борьбы с пакетными ошибками. Если при передаче в кодовом слове подряд будут внесены несколько ошибок, то при восстановлении исходного порядка бит эти ошибки будут распределены по длине всего кодового слова более равномерно (рис. 11).
Низкоплотностный код обеспечивает высокую помехоустойчивость. Код Рида-Соломона используется для нивелирования области насыщения вероятности ошибки LDPC-кода, в которой скорость уменьшения вероятности ошибки при повышении отношения сигнал/шум значительно замедляется, что может привести к при-
сутствию нескольких остаточных ошибок в декодированном кодовом слове даже при хорошем отношении сигнал/шум. Более того, кодом Рида-Соломона контролируется целостность передаваемой информации [1-4, 13-16].
Для повышения чувствительности приемника за счет улучшения качества декодирования низкоплотностного кода на практике реализуется демодулятор, выдающий на выходе «мягкие» значения демодулированных бит кодового слова. В отличие от «жестких» бит, где значения принятого вектора имеют только два значения 0 или 1, демодулятор выдает вероятности приема 0 или 1. В нем имеется 127 квантовых уровней, где -63 означает прием «уверенной» единицы, 63 прием «уверенного» нуля, а 0 означает неопределённость в значении принятого бита.
В реализованном декодере LDPC-кода используется метод итеративного декодирования на основе принципа мажоритарного многократного обновления значений вероятностей демо-дулированных бит принятого кодового слова. Биты кодового слова, взаимосвязанные проверочными битами друг с другом, участвуют в проверках, в ходе которых обновляют вероятности друг друга стремясь получить искомое кодовое слово. То есть правильные биты на основе своих вероятностей пытаются «подтянуть» значения вероятностей битов, принятых с ошибками, к верным значениям. Процесс итеративного декодирования небольшого отрезка кодового слова при малом отношении сигнал/шум представлен на рис. 12. Как видно из рис. 12, правильные биты (точки) «усиливают» свое значение после каждой итерации, стремясь к «уве-
ренному» значению по модулю равному 63. Биты, содержащие ошибки (квадратики), вначале уменьшают свою вероятность до нуля, а затем меняют знак на правильный и также начинают стремиться к «уверенному» уровню. После завершения третьей итерации на данном участке кодового слова все биты имеют правильные значения. Если искомое кодовое слово найдено, то декодер завершает декодирование.
При использовании «мягких» демодулиро-ванных бит появляется возможность использовать «стирания», то есть зануление демодулятором вероятностей для заведомо ошибочных бит. Реализованный FEC-код показывает высокую степень устойчивости к стираниям. Как видно из табл. 1, для длины кодового слова N=64800 возможно стереть до 37.5% демодулированных бит, при сохранении декодируемости блока.
Ввод данных Кодирование кодом Рида-Соломона ШРС Перемешивание бит кодового слова Модуляция
кодирование 1 X
Вывод данных Декодирование кода Рида-Соломона ШРС Восстановление порядка Демодуляция <и с
декодирования следования бит кодового слова
Рис. 10. Структурная схема, обеспечивающая реализацию перемешивания бит псевдослучайным образом
Рис. 11. Распределение пакета с ошибками по всей длине кодового слова
Рис. 12. Процесс итеративного декодирования небольшого отрезка кодового слова при малом отношении сигнал/шум
Таблица 1
Требование к отношению сигнал/шум в зависимости от скорости кодирования для разного процента стертых битов
Скорость кодирования, R Необходимое отношение сигнал/шум на бит (дБ) для сохранения декодиру-емости кодового слова N = 64800 бит
0 % стертых бит 12.5 % стертых бит 25 % стертых бит 37.5 % стертых бит
1/4 -2.05 дБ -2.05 дБ 0 дБ 3 dB
1/2 1.1 дБ 2.1 дБ 5.1 дБ нет
3/4 4.05 дБ 8 дБ нет нет
Рассмотренный высокоэффективный механизм каскадного помехоустойчивого кодирования включает кодирование информации кодом Рида-Соломона с последующим низкоплотност-ным кодированием и перемешиванием бит. Данная схема позволяет обеспечить высокие скорости передачи данных при малом отношении сигнал/шум на бит кодового слова. На рис. 13 представлена зависимость вероятности ошибки на бит на выходе декодера от вероятности ошибки на бит на входе. Для обеспечения требуемого уровня ошибки на бит не хуже 10-6 при скорости кодирования R=1/2 вероятность ошибки на входе декодера должна быть не более 5^10"2.
Рис. 13. Зависимость вероятности ошибки на бит на выходе
декодера от вероятности ошибки на бит на входе
В рамках взаимодействия БЛА с НПУОИ используется временное разделение прямого и обратного каналов, поэтому цифровой блок обработки поочередно работает на прием и на передачу, используя высокочастотные аналоговые блоки приема и передачи. Для передачи информационных данных, а также командно-телеметрических низкоскоростных данных в С-диапазоне используются сигналы COFDM. То есть используется ортогональное частотное разделение каналов с помехоустойчивым кодированием.
Каскадное кодирование кодом Рида-Соломона и LDPC-кодом длиной 64000 с мягким декодированием обеспечивает прием высокоскоростных данных при отношении сигнал/шум около 2 дБ и плотности скорости передачи 1 бит/Гц.
Различие высокоскоростного и низкоскоростного каналов заключается в числе поднесу-щих, используемых для передачи, а также степени кодирования помехоустойчивого кода. Блок-схема последовательности преобразования данных представлена на рис. 12.
В случае передачи данных ЦОС выполняет:
- каскадное помехоустойчивое кодирование кодами Рида-Соломона и LDPC с различной избыточностью;
- получение FEC-блоков;
- сложение с ПСП;
выполняется модуляция каждой подне-сущей СOFDM-символа (по два бита на одну поднесущую, модуляция 4^АМ);
- OFDM-сигнал во временной плоскости формируется с помощью быстрого обратного преобразования Фурье (ОБПФ), реализованного в ПЛИС.
Антенна
Тх-аналоговый Кх-аналоговый
ВЧ блок ВЧ блок
ЦАП АЦП
Обратное Прямое преобразование
преобразование Фурье Фурье
Модуляция на каждой поднесущей частоте
Демодуляция на каждой поднесущей частоте
ПСП
ПСП
Каскадное помехоустойчивое кодирование
Синхронизация и каскадный декодер с исправлением ошибок
Интерфейсный блок ввода данных
Рис. 14. Блок-схема последовательности преобразования данных
В приемнике происходят преобразования в обратной последовательности:
- выходной аналоговый сигнал ВЧ- блока поступает на АЦП и получается два цифровых квадратурных сигнала;
- выполняется прямое преобразование Фурье, результатом которого является получение спектра сигнала и 8000 комплексных коэффициентов;
- демодуляция на каждой поднесущей частоте;
- синхронизация и декодирование FEC-
блока с исправлением ошибок;
- снятие с информационных данных ПСП.
Для реализации командно-телеметрической линии в С-диапазоне частот предлагается использовать расширение спектра на основе также COFDM-сигнала, но со случайным выбором используемых частот и помехоустойчивым кодом с высокой избыточностью, позволяющим исправить до 70% ошибок. Полоса сигнала командно-телеметрической линии в С-диапазоне частот будет более 320 кГц при скорости 16 кбит/с.
При слишком высоком уровне полезного сигнала на входе приемника мощность передатчика автоматически уменьшается (в результате обмена служебной информацией между приемником и передатчиком). Параметры радиоканала представлены в табл. 2.
Таблица 2 Расчетные параметры радиоканала БЛА-НПУОИ
Характеристики Параметры
Диапазон частот 4400-5000 МГц
Ширина полосы 10 МГц
Параметры COFDM-сuгнала:
Общее количество частотных каналов 8100
Количество информационных частотных каналов 8000
Модуляция каждой поднесущей 4-0АМ
Длительность СOFDM- символа 800 мкс
Защитный интервал между COFDM- символами 50 мкс
Помехоустойчивое кодирование
Тип кода Каскадный код (Рид-Соломон+LDPC)
Размер одного FEC-блока 8 кбайт
Длительность одного FEC-блока 0,8 мс
FEC 1/4 1/2 3/4
Скорость передачи данных, Мбит/с 5 10 15
Чувствительность приемника, дБм - 99 - 98 - 95
Мощность передатчика От 1 до 10 Вт
Допустимый уровень ошибок на входе декодера при FEC= 1/2 0,12
Уровень ошибок на выходе декодера после исправления ошибок при FEC=1/2 10-12
Защитный временной интервал между передачей и приемом 2 мс
При ухудшении условий приема для предотвращения полного обрыва связи может увеличиваться мощность передатчика и/или скорость передачи информации может уменьшаться (за счет уменьшения скорости кодирования помехоустойчивого кода). Избыточность при кодировании изменяется в широких пределах и адаптивным образом: если ошибок в канале меньше, то и избыточность меньше, а информационная скорость больше. При увеличении уровня ошибок избыточность возрастает (скорость кодирования LDPC-кода уменьшается) и в результате полезная скорость падает. Поскольку скорость кодирования может быть разной, то при использовании одного и того же типа модуляции скорость передачи информационных данных оказывается различной. При этом в информационном канале модем сообщает внешнему устройству возможную скорость передачи в радиоканале, что позволяет внешнему устройству формировать поток данных с нужной скоростью.
В радиоканале для БЛА важное значение имеет временная задержка, поэтому алгоритм повторной передачи ошибочных блоков (ARQ) нельзя применять, и основная ответственность на передачу без ошибок ложится на FEC-декодер и его возможности по исправлению ошибок. Использование адаптивного изменения скорости передачи данных с учетом реальной пропускной способности канала связи делает радиоканал «резинообразным» - устойчивым к текущим изменениям условий распространения радиосигнала, снижающим скорость передачи данных в случае необходимости, но не приводящим к разрывам связи, что для радиолиний БЛА недопустимо. Тем самым, выполняется требование ТЗ по автоматической адаптации скорости передачи данных в зависимости от уровня помех и условий распространения сигнала.
4. Бортовые и наземные антенны из состава БЛА и НПУОИ
4.1. Антенна БТПД (вариант)
В достаточно высоком С-диапазоне частот ослабление, имеющее место при распространении в свободном пространстве, существенно возрастает. Например, на частоте 4500 МГц ослабление на 20 дБ выше, чем на частоте 500 МГц (на удалении БЛА от НПУОИ в 100 км соответственно ~140 и ~120 дБ).
Вместе с тем, в С-диапазоне частот возможно реализовать направленные антенны небольших габаритов и с достаточно высокими
коэффициентами усиления, что позволяет компенсировать значительное ослабление радиосигнала в пространстве по сравнению с УКВ диапазоном длин волн. В этом заключается преимущество С-диапазона частот.
Одним из оптимальных конструктивных исполнений является плоская антенная решетка.
Для БТПД целесообразно рассмотреть малогабаритную направленную ПАТЧ-антенну для одного канала с размерами 0,1х0,1х0,01 м.
Для случая резервирования требуется наличие двух бортовых направленных планарных (ПАТЧ-антенны, рис. 15) антенн для двухка-нального приемопередатчика, размещаются на платформе общего поворотного устройства и одновременно ориентируются по азимуту в направлении НТПД или другого БПЛА (при наличии режима ретрансляции) по командам, поступающим от специального блока управления.
Рис. 15. Внешний вид бортовой антенной решетки с двумя элементами - ПАТЧ-антеннами (вариант)
Обе бортовые направленные антенны вместе с опорно-поворотным устройством (ОПУ) размещаются под аэродинамическим радиопрозрачным обтекателем.
Основным моментом антенной решетки является выбор излучающего элемента с широкой рабочей полосой (около 13% относительно центральной рабочей частоты 4,7 ГГц). Данная антенна реализуется на двухслойной печатной плате.
Отличительной особенностью антенны является широкая полоса рабочих частот, малые габариты и высокий коэффициент усиления для таких малых размеров [3].
Частотная характеристика КСВ бортовой антенной решетки представлена на рис. 16.
По характеристике из рис. 16 можно судить о широкополосности антенны (около 12%), уровень КСВ в рабочем диапазоне частот не превышает 2,25.
Разрезы диаграммы направленности (ДН) в плоскости рабочей вертикальной поляризации для частот 4,4; 4,7; 5,0 ГГц представлены на рис. 17.
На рис. 17 по оси абсцисс отложены значения углов, по оси ординат - коэффициенты усиления. Максимальное усиление решетки на частоте 5 ГГц - 15,2 дБи. Минимальное усиление на частоте 4,4 ГГц - 12 дБи.
Рис. 16. Частотная характеристика КСВ бортовой антенной решетки с двумя ПАТЧ-антеннами
Рис. 17. Разрезы диаграммы направленности в плоскости рабочей вертикальной поляризации для частот 4,4; 4,7; 5,0 ГГц 4.2. Антенна НТПД (вариант)
Наземную антенну целесообразно реализовать в виде, представленном на рис. 18.
Геометрически форма рефлектора представляет собой прямоугольный сегмент тела вращения параболы, в фокусе которого располагается облучатель. Зеркало имеет решетчатую структуру для уменьшения парусности. Для работы двух каналов используются две антенны. Они располагаются на опорно-поворотном устройстве и вращаются в азимутальной и угло-местной плоскостях [3].
Облучатель для прямофокусной антенны имеет вертикальную поляризацию.
Модель облучателя имеет примерные габаритные размеры 0,06х0,04х0,04 м.
Рис. 18. Внешний вид наземной решетчатой обрезанной зеркальной антенны (вариант)
Численное моделирование проводилось в частотной области методом конечных элементов
[3].
Расчетная частотная характеристика КСВ показана на рис. 19. По оси абсцисс отложены значения частот в ГГц, по оси ординат - значения КСВ. По графику видно, что в рабочей полосе частот уровень КСВ не более 1,4.
D = 10^
Рис. 19. Частотная характеристика КСВ наземной антенны решетчатой структуры
На рис. 20 представлена диаграмма направленности наземной решетчатой антенны.
Рис. 20. Объемная диаграмма направленности наземной решетчатой антенны
Облучатель имеет направленность с коэффициентом усиления 7,35 дБи. Разрезы ДН в полярной системе координат для различных частот показаны на рис. 21, на полярных радиусах отложены коэффициенты усиления [2, 3, 13-16].
По трём кривым на графике можно судить о равномерности коэффициента усиления (КУ) в зависимости от частоты. Графики приведены для частот 4,4; 4,7; 5 (ГГц).
Оценка коэффициента направленного действия (КНД) для параболической антенны проводилась с помощью формулы:
4п
S • К
(1)
где S - площадь апертуры, К - апертурный коэффициент использования поверхности, X -длина волны.
Рис. 21. Разрезы ДН наземной решетчатой антенны в полярной системе координат для различных частот
Рассчитанный КНД для апертуры рефлектора и центральной рабочей частоты^=4.7 ГГц: 0.6 • 0.9 • 0.55х
D = 10^
4п
•• 29.6 (2)
0.063832 , КНД при данной апертуре на центральной рабочей частоте равен около 29,6 дБ. Стоит отметить, что апертурный коэффициент использования поверхности взят равным 0,55 для параболического круглого рефлектора. Для прямоугольного рефлектора он будет меньше. Для расчета КУ рефлектора с рассматриваемым излучателем проведено численное моделирование системы методом конечных элементов. Для сокращения области расчета было задано граничное условие в виде идеальной магнитной стенки в плоскости симметрии системы.
Габаритные размеры наземной антенны 0,6х0,9х0,45 м.
Запитка облучателя производится с помощью трубки, которая проходит от рефлектора к облучателю. Для работы с двумя каналами две антенны будут располагаться на опорно-поворотном устройстве. Объемная ДН представлена на рис. 22, разрез ДН представлен на рис. 23. По оси абсцисс отложены значения углов, по оси ординат - коэффициент усиления. Из рис. 22 и 23 видно, что коэффициент уси-
ления антенны на центральной частоте 4,7 ГГц равен 29,15 дБи, на 4,4 ГГц -28,83 дБи и на частоте 5,0 ГГц - 29,65 дБи. Максимальный уровень боковых лепестков - не превышает 12 дБи.
dB(RealizedGainX)
■
_
2,8738Е+00 2.4817Е+00 2.0896Е+00 1.6975Е+00 1,3054Е+00 9,1330Е+000 5, 2120Е+000 1, 2910Е+000 -2, 6300Е+000 -6. 5510Е+000 -1.0Ч72Е+00 -1,4393Е+00 -1,8314Е+00 -2,223SE+00 -2,6156Е+00 -3.0077Е+00
Рис. 22. Объемная диаграмма направленности двух наземных решетчатых антенн на ОПУ
Рис. 23. Разрезы ДН наземных решетчатых антенн в полярной системе координат для различных частот
Заключение
1. Основным преимуществом OFDM- сигналов по сравнению со схемой с одной несущей является способность противостоять сложным условиям в канале - бороться с узкополосными помехами и частотно-избирательным затуханием, вызванным многолучевым характером распространения, без использования сложных фильтров-эквалайзеров. Канальная эквализация упрощается вследствие того, что OFDM-сигнал может рассматриваться как множество медленно модулируемых узкополосных сигналов, а не как один быстро модулируемый широкополосный сигнал. Низкая символьная скорость делает возможным использование защитного интервала
между символами, что позволяет справляться с временным рассеянием и устранять межсимвольную интерференцию (МСИ).
2. Реализация в командно-телеметрическом канале OFDM-сигнала с внутрибитовой псевдослучайной перестройкой рабочей частоты позволит обеспечить высокую скрытность и помехоустойчивость канала управления БЛА.
3. Предложенные в данной научно-технической статье бортовые и наземные антенные системы совместно с COFDM- сигналом (OFDM с канальным кодированием) позволят обеспечить передачу больших потоков информации с целевых нагрузок БЛА на НПУОИ со скоростями от 15-20 Мбит/сек. и более в реальном масштабе времени.
Литература
1. Верба В.С., Татарский Б.Г. Комплексы с беспилотными летательными аппаратами в 2-х книгах. Кн. 1: Принципы построения и особенности применения комплексов с БЛА. Кн. 2: Робототехнические комплексы на основе БЛА. М.: Изд. «Радиотехника», 2016. 1352 с.
2. Технология OFDM: учеб. пособие для вузов / М.Г. Бакулин, В.Б. Крейнделин, А.М. Шлома, А.П. Шумов. М.: Издательство «Горячая линия-Телеком», 2017. 360 с.
3. Сомов А.М., Кабетов Р.В. Многолучевые зеркальные антенны: геометрия и методы анализа. М.: Издательство «Горячая линия-Телеком», 2019. 256 с.
4. Журавлев В.И., Руднев А.В. Цифровая фазовая модуляция. М.: Издательство «Радиотехника», 2012. 208 с.
5. Васильев К.К., Служивый М.Н. Математическое моделирование инфокоммуникационных систем. М.: Издательство «Горячая линия-Телеком», 2018. 236 с.
6. Мартюшев Ю.Ю. Практика цифрового функционального моделирования в радиотехнике. М.: Издательство «Горячая линия-Телеком», 2016. 188 с.
7. Специальная радиосвязь. Развитие и модернизация оборудования и объектов / под ред. А.Л. Бузова. М.: Издательство «Радиотехника», 2017. 448 с.
8. Помехозащита радиоэлектронных систем управления летательными аппаратами и оружием / под ред. В.Н. Лепина. М.: Издательство «Радиотехника», 2017. 416 с.
9. Рудой В.М. Системы передачи информации. М.: Издательство «Радиотехника», 2007. 280 с.
10. Марковская теория оценивания в радиотехнике / под ред. М.С. Ярлыкова. М.: Издательство «Радиотехника», 2004. 504 с.
11. Шелухин О.И., Тенякшев А.М., Осин А.В. Моделирование информационных систем. М.: Издательство «Радиотехника», 2005. 368 с.
12. Помехозащита радиоэлектронных систем управления летательными аппаратами и оружием / В.Н. Лепин, В.Н. Антипов, А.Ю. Викентьев, Е.Е. Колтышев, В.В. Мухин, А.Ю. Трущинский, А.Ю. Фролов, В.Т. Янковский. М.: Издательство «Радиотехника», 2017. 416 с.
13. Пантенков Д.Г., Литвиненко В.П., Гусаков Н.В. Математическое моделирование потенциальной скрытности канала связи в многоканальных радиолиниях // Вестник Воронежского государственного технического университета. 2013. Т. 9. № 1. С. 47-49.
14. Определение степени доступности канала связи со сложными широкополосными сигналами /
Д.Г. Пантенков, Н.В. Гусаков, В.П. Литвиненко, А.В. Баш-киров // Системные проблемы надежности, качества, информационно-телекоммуникационных и электронных технологий в управлении инновационными проектами (Инно-ватика-2011): материалы Междунар. конф. и Рос. науч. шк. М.: Энергоатомиздат, 2011. Ч. 2. С. 268-277.
15. Патент 0002556429, Российская Федерация, МПК Н 04 В 1/10 (2006.01). Некогерентный цифровой демодулятор «в целом» кодированных сигналов с фазовой манипуляцией / Литвиненко В.П., Глушков А.Н., Пантенков Д.Г.; заявитель и патентообладатель ФГБОУ ВО «Воронежский государственный технический университет». 10.07.2015, Бюл. № 19. 7 с.
16. Методический подход оценки компенсации до-плеровского смещения частоты в спутниковых линиях информационного обмена при эксплуатации космических систем связи / А.В. Вейко, В.И. Великоиваненко, А.А. Ломакин, Д.Г. Пантенков, В.С. Константинов, Д.Д. Тюрина // Проблемные вопросы развития наземных комплексов, стартового оборудования и эксплуатации летательных аппаратов: сб. науч. тр. М.: Филиал ФГУП «ЦЭНКИ»-КБТХМ, 2018. № 13. Ч. 1. С. 289-297.
17. Ложкин К.Ю. Помехоустойчивость приема OFDM-сигнала с однократной фазовой манипуляцией и корректирующим кодированием на фоне полигармонической помехи // Радиотехника XXI век: международный научно-технический журнал. 2018. № 11. С. 58-63.
Поступила 19.05.2019; принята к публикации 01.10.2019 Информация об авторах
Пантенков Дмитрий Геннадьевич - канд. техн. наук, начальник отделения радиосвязного оборудования, АО «Кронштадт» (115432, Россия, г. Москва, проспект Андропова, 18, кор. 9), тел. 8(926)109-23-95, e-mail: pantenkov88@mail.ru Гусаков Николай Васильевич - канд. техн. наук, заместитель генерального директора по космическим проектам, АО «Научно-исследовательский институт современных телекоммуникационных технологий» (214012, Россия, г. Смоленск, ул. Ново-Ленинградская, 10), тел. 8(916)551-81-36, e-mail: N.V.Gusakov@mail.ru
Егоров Александр Тимофеевич - начальник отдела систем радиосвязи, АО «Кронштадт» (115432, Россия, г. Москва, проспект Андропова, 18, кор. 9), e-mail: Aleksander.Egorov@kronshtadt.ru
Ломакин Андрей Александрович - канд. техн. наук, старший научный сотрудник, ведущий научный сотрудник, АО «Кронштадт» (115432, Россия, г. Москва, проспект Андропова, 18, кор. 9), e-mail: Andrei.Lomakin2@kronshtadt.ru Литвиненко Владимир Петрович - канд. техн. наук, доцент, Воронежский государственный технический университет (394026, Россия, г. Воронеж, Московский проспект, 14), e-mail: litvinvp@gmail.com
Великоиваненко Владимир Ильич - д-р техн. наук, профессор, академик Российской Академии космонавтики им. К.Э. Циолковского, академик Академии проблем качества, главный научный сотрудник, ФГУП «Центральный научно-исследовательский институт машиностроения» (141070, Московская область, г. Королёв, ул. Пионерская, 4), тел. 8(495) 513-45-66, e-mail: velikoivanenkovi@tsniimash.ru
Лю-Кэ-Сю Елена Юльевна - руководитель направления по работе с заказчиками на авиационном транспорте, ООО «СТЭК.КОМ» (123060, г. Москва, ул. Берзарина, 36, строение 1), тел. 8(495)363-91-40, e-mail: elena.lukesu@steccom.ru
TECHNICAL IMPLEMENTATION OF HIGH-SPEED DATA RADIO CHANNEL FROM AN UNMANNED AERIAL VEHICLE TO GROUND CONTROL STATION
D.G. Pantenkov1, N.V. Gusakov2, A.T. Egorov1, A.A. Lomakin1, V.P. Litvinenko3, V.I. Velikoivanenko4, E.Yu. Lu-Ke-Syu5
1Co "Kronstadt", Moscow, Russia 2"Scientific Research Institute of Modern Telecommunication Technologies", Smolensk, Russia 3Voronezh State Technical University, Voronezh, Russia 4Central Research Institute of Mechanical Engineering, Korolyev, Russia 5LLC "STEK.COM", Moscow, Russia
Abstract: currently the Russian Federation is actively developing unmanned aircraft in the interests of various Customers. At the same time, as of 2019, the domestic industry has developed a series of complexes with unmanned aerial vehicles (UAV) of various classes and purposes - light ("Tipchak", "Zala 421-04M", "Aleron-3"), medium ("Aleron-10", "Forpost", "Corsair"), heavy ("Orion"), superheavy ("Altair", "Hunter"), which solve both the problems of increasing the defense and security of the Russian Federation, and meet the interests of civilian consumers. One of the key elements complexes with unmanned aerial vehicles is a radio link the transmission of command and telemetry information and target direct radio line of sight between the UAV and the ground control and information processing station (GCIPS). Unmanned aerial vehicles of a heavy class can have several target loads in their composition at the same time - an optical-electronic system, a radar system, a radio monitoring system, etc. Due to the fact that the flow of information coming from the target loads to the input of the radio line at peak moments can be quite large, serious requirements are imposed both to the equipment of primary processing of the target information on board the UAV and its compression in the equipment of information registration, and to the capacity of the radio line in terms of transmission of target information to the GCIPS for its subsequent analysis and processing by the operator of the complex. This article describes a promising method of modulation OFDM (multiplexing orthogonal frequency division) and OFDM modulation (OFDM with channel coding) applied to high-speed data channel UAV-GCIPS, the results of calculations of parameters of high-speed radio, as well as the evaluation of the noise immunity of the OFDM signal with the cascade code (low-density LDPC code in conjunction with code Reed-Solomon)
Key words: complexes with unmanned aerial vehicles, high-speed line-of-sight information radio link, OFDM signals,
COFDM, noise-resistant coding, LDPC code, Reed-Solomon code, error probability, signal/noise, on-Board antennas, ground
antennas
References
1. Verba V.S., Tatarsky B.G. "Complexes with unmanned aerial vehicles. Book 1: Principles of construction and features of application of complexes with UAV. Book 2: Robotic systems based on UAV" ("Kompleksy s bespilotnymi letatel'nymi apparatami v 2-kh knigakh. Kn. 1: Printsipy postroeniya i osobennosti primeneniya kompleksov s BLA. Kn. 2: Robototekhnicheskie kompleksy na osnove BLA"), Moscow, Radiotekhnika, 2016, 1352 p.
2. Bakulin M.G., Kreindelin V.B., Shloma A.M., Shumov A.P. "OFDM technology. Textbook for universities" ("Tekhnologiya OFDM: ucheb. posobie dlya vuzov"), Moscow, Goryachaya Liniya Telekom, 2017, 360 p.
3. Somov A.M., Kabatov R.V. "Multibeam mirror antenna: geometry and methods of analysis" ("Mnogoluchevye zerkal'nye antenny: geometriya i metody analiza"), Moscow, Goryachaya Liniya Telekom, 2019, 256 p.
4. Zhuravlev V.I., Rudnev A.V. "Digital phase modulation" ("Tsifrovaya fazovaya modulyatsiya"), Moscow, Radiotekhnika, 2012, 208 p.
5. Vasil'ev K.K., Sluzhivyy M.N. "Mathematical modeling of infocommunication systems" ("Matematicheskoe modelirovanie infokommunikatsionnykh sistem"), Moscow, Goryachaya Liniya Telekom, 2018, 236 p.
6. Martyushev Yu.Yu. "Practice of digital functional modeling in radio engineering" ("Praktika tsifrovogo funktsional'nogo modelirovaniya v radiotekhnike"), Moscow, Goryachaya Liniya Telekom, 2016, 188 p.
7. Buzova A.L. ed. "Special radio. Development and modernization of equipment and facilities" ("Razvitie i modernizatsiya oborudovaniya i ob"ektov"), Moscow, Radiotekhnika, 2017, 448 p.
8. Lepina V.N. ed. "Interference protection of radio electronic control systems of aircraft and weapons" ("Pomekhozashchita radioelektronnykh sistem upravleniya letatel'nymi apparatami i oruzhiem"), Moscow, Radiotekhnika, 2017, 416 p.
9. Rudoy V.M. "Information transmission systems" ("Sistemy peredachi informatsii"), Moscow, Radiotekhnika, 2007, 280 pages.
10. Yarlykova M.S. "Markov theory of evaluation in radio engineering" ("Markovskaya teoriya otsenivaniya v radiotekhnike"), Moscow, Radiotekhnika, 2004, 504 p.
11. Shelukhin O.I., Tanachev A.M., Osin A.V. "Modeling of information systems" ("Modelirovanie informatsionnykh sis-tem"), Moscow, Radiotekhnika, 2005, 368 p.
12. Lepin V.N., Antipov V.N., Vikentiev A.Yu., Koltyshev E.E., Mukhin V.V., Trushchinskiy A.Yu., Frolov A.Yu., Yankov-skiy V.T. "Interference protection of electronic control systems for aircraft and weapons" ("Pomekhozashchita radioelektronnykh sistem uprav-leniya letatel'nymi apparatami i oruzhiem"), Moscow, Radiotekhnika, 2017. - 416 p.
13. Pantenkov D.G., Litvinenko, V.P., Gusakov N.V. "Mathematical modeling of the potential stealth of a communication channel in a multichannel radio links", The Bulletin of Voronezh State Technical University (Vestnik Voronezhskogo gosudarstven-nogo tekhnicheskogo universiteta), 2013, vol. 9, no. 1, pp. 47-49.
14. Pantenkov D.G., Gusakov N.V., Litvinenko V.P., Bashkirov A.V. "Determination of the degree of availability of communication channel with complex broadband signals", Proc. of the International Conference and the Russian Scientific School: System Problems of Reliability, Quality, Information and Telecommunication and Electronic Technologies in the Management of Innovative Projects (Innovatika-2011) (Sistemnye problemy nadezhnosti, kachestva, informatsionno-telekommunikatsionnykh i elektronnykh tekhnologiy v upravlenii innovatsionnymi proektami (Innovatika-2011): materialy Mezhdunar. konf.), Part 2, Moscow, Ener-goatomizdat, 2011, p. 268-277.
15. Litvinenko V.P., Glushkov A.N., Pantenkov D.G. "Non-coherent digital demodulator "in General," coded signals with phase manipulation" ("Nekogerentnyy tsifrovoy demodulyator «v tselom» kodirovannykh signalov s fazovoy manipulyatsiey"), patent 0002556429, Russian Federation, IPC N 04 V 1/10 (2006.01), bull. 19, 7 p.
16. Veiko V.A., Velikoivanenko V.I., Lomakin A.A., Pantenkov D.G., Konstantinov V.S., Tyurin D.D. "Methodical approach of estimation of compensation of Doppler frequency offset in the satellite lines of information exchange in the operation of space communication systems", Coll. of Sci. Papers: Problems of Development of ground complexes, launching equipment, and Aircraft Operation (Problemnye voprosy razvitiya nazemnykh kompleksov, startovogo oborudovaniya i ekspluatatsii letatel'nykh apparatov: sb. nauch. tr.), Moscow, 2018, pp. 289-297.
17. Lozhkin K.Yu. "The noise immunity of the reception OFDM signal with a single phase-shifting and correction encoding on the background of the polyharmonic", Technology of the XXI Century: International Scientific-Technical Journal (Radiotekhnika XXI vek: mezhdunarodnyy nauchno-tekhnicheskiy zhurnal), 2018, no. 11, pp. 58-63.
Submitted 19.05.2019; revised 01.10.2019 Information about the authors
Dmitriy G. Pantenkov, Cand. Sc. (Technical), Kronstadt (18 Andropova prospect, Moscow 115432, Russia), tel. 8(926)109-23-95, e-mail: pantenkov88@mail.ru
Nikolay V. Gusakov, Cand. Sc. (Technical), Deputy General Director, Scientific Research Institute of Modern Telecommunication Technologies (10 Novo-Leningradskaya str., Smolensk 214012, Russia), tel. 8(916)551-81-36, e-mail: N.V.Gusakov@mail.ru Aleksandr T. Egorov, Head of the Department of Radiocommunication Systems of JSC "Kronstadt" (18 Andropova prospekt, Moscow 115432, Russia), e-mail: Aleksander.Egorov@kronshtadt.ru
Andrey A. Lomakin, Cand. Sc. (Technical), Leading Researcher, Kronstadt (18 Andropova prospekt, Moscow 115432, Russia), e-mail: Andrei.Lomakin2@kronshtadt.ru
Vladimir P. Litvinenko, Cand. Sc. (Technical), Associate Professor, Voronezh State Technical University (14 Moscovskiy prospekt, Voronezh 394026, Russia), e-mail: litvinvp@gmail.com
Vladimir I Velikoivanenko, Dr. Sc. (Technical), Professor, Academician of Russian Academy of Cosmonautics. K. E. Tsiolkovsky, Academician of Academy of Quality Problems, Chief Researcher, Central Research Institute of Mechanical Engineering" (4 Pionerskaya str., Moscow region, Korolyev 141070, Russia), tel. 8(495)513-45-66, e-mail: velikoivanenkovi@tsniimash.ru Elena Yu. Lu-Ke-Syu, Head of work with clients on air transport, LLC "STEK.COM" (36/1 Berzarina str., Moscow 123060, Russia), tel. 8(495) 363-91-40, e-mail: elena.lukesu@steccom.ru
