CC BY
43
УДК 621.396.967; 621.396.962
Д.В. Чеботарев, В.М.Реганов
ВЛИЯНИЕ АМПЛИТУДНОГО ОГРАНИЧЕНИЯ НА ЭФФЕКТИВНОСТЬ КОМПЕНСАЦИОННОЙ ОБРАБОТКИ СИГНАЛОВ
The mathematical model of recoursive coherent compensator of agitated reflections is considered. The results of investigation of the amplitude restriction influence upon the model efficiency are presented.
Введение
Сложные зондирующие сигналы с большой базой значительно улучшают все основные характеристики радиолокационных систем: помехоустойчивость, энергетический потенциал, скрытность, селектирующие свойства по скорости и др. [1,2]. Однако наряду с этим возникает проблема маскировки слабых целей мешающими отражениями, воздействующими по боковым лепесткам функции неопределенности (БЛФН) сложного сигнала. Даже c базой до сотен тысяч, достигаемой при квазинепрерывном режиме излучения и приема [3], уровень БЛФН в широком диапазоне задержек и доплеровских сдвигов частоты оказывается недостаточно низким для обеспечения практических требований обнаружения целей, эффективная поверхность рассеяния которых меньше, чем у мешающих отражений на 60^80 дБ. Для решения этой проблемы предлагаются компенсационные методы обработки сложных квазинепрерывных сигналов [4], устойчивые к искажениям формы принимаемых сигналов, вызванным флюктуациями источников помех и амплитудной модуляцией диаграммы направленности антенны.
Эффективность компенсационных методов обработки рассчитана в предположении о линейности приемного тракта радиолокационной станции, что далеко не всегда имеет место на практике. Часто возникают ситуации, когда интенсивность мешающих отражений превышает линейный динамический диапазон приемника, т.е. смесь полезных сигналов и помех ограничивается по амплитуде. Очевидно, что это оказывает негативное влияние на качество обработки. Результаты исследования эффективности компенсационной обработки сложных квазинепрерывных сигналов с учетом влияния амплитудного ограничителя представлены в данной работе.
Математическая модель компенсатора
Исследования производились на математической модели когерентного компенсатора, реализованной в среде инженерных приложений Matlab 6.1. Ее упрощенная схема представлена на рис. 1.
Рис.1. Структурная схема когерентного компенсатора с предварительным выбором компенсируемых помех и ограничителем на входе
Для работы блоков корреляционной обработки сигнала, формирователя отраженных сигналов и помех, а также имитатора помех в модели используется псевдослучайная троичная последовательность, вырабатываемая генератором, не приведенным на схеме. На основании сформированной последовательности в соответствии с заданными параметрами пространства — такими, как амплитуда, задержка и относительный доплеровский сдвиг частоты отражений, дисперсия шума, скорость флуктуаций помех и др., — в блоке формирователя отражений образуется входная смесь. Она проходит через ограничитель, где выполняется ее симметричное двустороннее ограничение.
Ограниченная входная смесь подвергается предварительной (предшествующей компенсационной) обработке во всем дальностно-доплеровском диапазоне. Фактически в этом блоке выполняется корреляционно-спектральная обработка для всех возможных частотновременных сдвигов сигнала, и поэтому ее результаты могут быть использованы для сравнительной оценки эффективности компенсации помех.
Полученные в блоке предварительной обработки оценки амплитуды и частоты помех подаются в блок формирования порога. Здесь по оценке среднего уровня помех и шума, а также по задаваемому относительному порогу выбираются дальностно-доплеровские каналы, которые будут включены в цепь компенсации. Одновременно с этим входная смесь поступает в блок памяти, где задерживается на всю длину принимаемого сигнала, соответствующую времени выполнения предварительной обработки. Далее этот задержанный сигнал поступает на блок вычитателя, который формирует разностную смесь между сигналами входным и компенсационным, поступающим с имитатора помех.
Для каждого принятого входного отсчета по текущим оценкам помех, выбранным формирователем порога, в блоке имитатора помех вычисляется компенсирующий сигнал.
Текущие оценки помех получаются в результате прохождения через многоканальный корреляционно-доплеровский фильтр. Здесь разностный сигнал проходит через набор корреляторов с опорными сигналами, соответствующими задержкам и доплеровским сдвигам частот выбранных помех. Полученные таким образом данные являются текущими оценками помех в каждый момент времени и используются имитатором для формирования сигнала компенсации.
По сути, тройка: вычитатель — многоканальный корреляционно-доплеровский фильтр — имитатор помех представляет из себя рекурсивный компенсатор, рассмотренный в [4]. Основное его отличие состоит в том, что в цепь компенсации включаются не все оценки, а только те, которые прошли через порог по результатам предварительной обработки.
Кроме того, по сигналу с вычитателя в блоке дальностно-доплеровской обработки разностной смеси вычисляются оценки амплитуд и частот для всех задержек и доплеров-ских сдвигов частоты, как и при предварительной обработке. Поэтому для реализации этих двух блоков в модели используется одна и та же процедура.
Полученные результаты обработки разностного сигнала со скомпенсированными мощными отражениями объединяются в сумматоре с оценками этих отражений, вычисленными в блоке предварительной обработки, и являются конечным результатом работы модели.
Результаты исследований влияния ограничений на работу модели
В качестве иллюстраций приведем некоторые результаты вычислений. Исходными параметрами модели были: пик-фактор опорной последовательности — 4; количество анализируемых дальностных каналов — 50; количество анализируемых частотных каналов — 32; длительность сигнала — 1024 отсчета; количество звеньев сглаживающего фильтра формирователя отражений — 3; длина одного звена сглаживающего фильтра формирователя отражений — 1024; относительный порог выбора помех в кольцо компенсации — 3.
На рис.2 представлена одна из реализаций флуктуирующих помех без шума. Для приведенного на рисунке случая помехи задавались на задержках 2, 4, 10, 15, 20, 25 с дис-
персией 1, 1, 0,1, 0,032, 0,032, 0,01, соответственно. Первые две мощные помехи имеют относительный доплеровский сдвиг равный -3. Кроме того, формируется нефлуктуирующая цель на задержке 30 с амплитудой 0,03 и доплеровским сдвигом 12.
Fluctuating clutter
1.5 '!■■■
Рис.2. Флуктуирующие помехи
На рис.3 изображены модули входной и разностной смеси для описанной выше по-меховой обстановки. Как видно из рис.За, огибающая входного сигнала практически повторяет флуктуации мощных помех. При этом разностная смесь по абсолютному значению близка к нулю. Это значит, что рекурсивный компенсатор достаточно хорошо отслеживает флуктуации мощных отражений, включенных в кольцо компенсации. На рис. Зб достаточно хорошо видно, что наличие ограничителя приводит к увеличению ошибки компенсации.
Рис.3. Входная (серый цвет линии) и разностная (черный цвет линии) смеси; а — без ограничения, б — с ограничением по уровню 1
Рис.4а,б демонстрируют работу многоканального корреляционно-доплеровского фильтра. Как видно из графиков, когда нет ограничения, оценки амплитуд, накопленные в корреляторах, практически соответствуют истинным значениям. В случае работы модели с ограничением фильтр по-прежнему достаточно хорошо отслеживает флуктуации мощных
отражений, однако в моменты времени, когда входной сигнал ограничивается, точность слежения заметно снижается. Очевидно, что с увеличением глубины ограничения эти погрешности в оценках следящего фильтра будут увеличиваться.
а б
Время
Рис.4. Оценивание помех многоканальным корреляционно-доплеровским фильтром; а — без ограничений, б — с ограничением по уровню 1
На рис.5а,б представлены результаты предварительной обработки при указанных выше параметрах модели для той же реализации входной последовательности. Как уже отмечалось, данная процедура в точности соответствует традиционной согласованной обработке квазинепрерывных сигналов без компенсации помех. В отсутствии ограничения на рис.5а помимо мощных помех с с = 1 обнаруживаются два отражения на 20 дБ и на 30 дБ слабее (с = 0,1 и с = 0,032). При ограничении один из слабых отраженных сигналов подавляется на ограничителе и не обнаруживается. Пропуск помех на этапе предварительной обработки приводит к тому, что они не включаются в кольцо компенсации и маскируют обнаружение слабых целей во всем диапазоне дальностей и доплеровских сдвигов частоты. Отметим, что даже без ограничения не обнаруживаются более слабые флуктуирующие отражения с с = 0,032 и с = 0,01, а также нефлуктуирующая цель (с = 0,03).
а б
дБ Флуктуирующие отражения ■ о ■=' 1
Флуктуирующие отражения о = 0,1
Доплеровский сдвиг частоты
Доплеровский сдвиг частоты
Флуктуирующие отражения о = 0,032
Дальность
Рис.5. Результаты согласованной обработки квазинепрерывных сигналов; а — без ограничения, б -с ограничением по уровню 1
На рис.6 представлены окончательные результаты обработки входной смеси с теми же параметрами, что и выше, но после процедуры когерентной компенсации. В линейном случае без ограничения (рис.6а) уверенно выделены пять флуктуирующих отражений с интенсивностью с = 1^0,032 и нефлуктуирующая цель. Влияние амплитудного ограничения (рис.66) сказывается в двух аспектах:
— возрастает порог обнаружения, определяемый в основном суммарным уровнем некомпенсированных мешающих отражений;
— падает интенсивность слабых отраженных сигналов, подавляемых более сильными помехами на амплитудном ограничителе.
Как следствие воздействия этих двух факторов, цель, уверенно обнаруживаемая при отсутствии ограничения, теперь потеряна.
а б
Рис.6. Результаты компенсационной обработки при наличии и отсутствии амплитудного ограничения; а — без ограничения, б — с ограничением по уровню 1
Приведенный пример, несмотря на свой частный характер, хорошо иллюстрирует процессы, происходящие в когерентном компенсаторе мешающих отражений, и проблемы, возникающие при ограниченном динамическом диапазоне приемника.
В качестве показателя, характеризующего эффективность компенсации мешающих отражений, примем разность порогов обнаружения между классической согласованной и компенсационной процедурами обработки. Для рассмотренного выше примера она составила 27 дБ при работе без ограничителя и 17 дБ при ограничении квадратурных компонент входного сигнала по уровню 1. В линейном случае основное влияние на эффективность компенсации оказывают количество компенсируемых помех и скорость их флуктуаций, а также эффективная база псевдослучайного модулирующего сигнала [4]. Учет влияния ограничителя вводит дополнительные параметры: интенсивность помех и уровень ограничения, влияние которого проявляется, когда суммарная мощность помех во входной смеси превышает уровень ограничения. Поскольку суммарная мощность помех зависит от их количества, мощности отдельных помех и пик-фактора сигнала, были проведены исследования влияния этих параметров.
На рис.7а представлена зависимость эффективности компенсации от пик-фактора сигнала и уровня мощных помех при том же ограничении по уровню 1. Приводимая зависимость была получена для четырех мощных помех. Поскольку в данной модели структура опорной последовательности и флуктуации отражений случайны, для получения устойчивых оценок выполнялось усреднение результатов по 25 реализациям. Из приведенных ре-
зультатов видно, что как при увеличении пик-фактора опорного сигнала, так и при увеличении уровня помех над уровнем ограничения эффективность компенсации монотонно снижается, однако влияние пик-фактора значительно слабее.
Рис.7. Зависимость эффективности компенсации от пик-фактора и уровня помех (а), от пик-фактора и количества помех (б)
С ростом уровня помех над уровнем ограничения увеличивается ошибка оценки следящего многоканального фильтра, так как все меньшая часть истинных значений помех поступает в корреляторы без искажений на ограничителе и, как следствие, падает глубина их компенсации. При увеличении пик-фактора сигнала все реже происходит обновление оценок, вызывая снижение точности компенсации.
Очевидно, что по этим же причинам мы получаем аналогичный вид зависимости эффективности компенсации от количества помех и от пик-фактора опорного сигнала. Эта зависимость приведена на рис.7б, где, как и в предыдущем случае, для сглаживания результатов производилось усреднение по 25 реализациям модулирующей последовательности и флуктуирующих помех. Здесь полагалось, что все помехи имеют одинаковую среднеквадратическую амплитуду, в три раза превышающую уровень ограничения.
Выводы
Анализируя полученные результаты, можно сделать следующие выводы:
1. Нелинейность приемного тракта снижает эффективность компенсации как с ростом количества помех, так и с увеличением их мощности над уровнем ограничения, и при глубоком ограничении эффективность работы компенсатора практически сводится к нулю.
2. Возрастание количества помех, превышающих уровень ограничения приемника, оказывает наиболее сильное влияние на эффективность компенсации из всех анализируемых факторов. Так, наличие более десятка мощных помех приводит практически к потере эффекта компенсации.
3. Для улучшения работы когерентного компенсатора в условиях ограничения необходимо вводить специальные меры, такие, как временная режекция или программируемая автоматическая регулировка усиления.
1. Я.Д.Ширман, В.Н.Манжос. Теория и техника обработки радиолокационной информации на фоне помех. М.: Радио и связь, 1981. 416 с.
2. Кук Ч., Бернфельд М.. Радиолокационные сигналы / Пер. с англ. Под ред. В.С.Кельзона. М.: Советское радио, 1971. 568 с.
3. Морская радиолокация / Под ред. В.И.Винокурова. Л.: Судостроение, 1986. 256 с.
4. Реганов В.М., Чеботарев Д.В. // Наука — производству. 2000. №8. С. 47-50.
