CC BY
14
Результаты моделирования показали преимущество экономичного БПФ-2 по С/Ш на 35 -г- 45 % (для различных Ь) по сравнению с последовательным БПФ-2, что достаточно хорошо согласуется с теоретическими результатами.
1. Васюк Г. И., Круковский-Синевич К. Б., Лысенко О. П. Оптимизация алгоритмов многомерного быстрого преобразования Фурье по количеству арифметических операций // Тр. Всесоюз. симпозиума «Статистические измерения и применение микромашинных средств в измерениях». 1982. Т. 4. С. 48—51. 2. Oppenheim А. V., Weinstein С. W. Effects of Finite Register Length in Digital Filters and the Fast Fourier Transform/// Proc. IEEE. 1972. Vol. 60, N 8. P. 957—976.
Поступила в редколлегию 20.09.84
УДК 621.396.669
Ю. Л. МАЗОР, канд. техн. наук, В. М. ПЕТРЕНКО, инж.
СТАБИЛИЗАЦИЯ РАСПРЕДЕЛЕНИЯ ВЫХОДНОГО ПРОДУКТА В АДАПТИВНЫХ ПРИЕМНИКАХ ШУМОВЫХ СИГНАЛОВ
При приеме аддитивной смеси шумового сигнала и шумовой помехи, спектры которых априорно неизвестны, но обладают определенной гладкостью, применяют квазиоптимальный адаптивный приемник [3, 4] с выходным продуктом
(1)
где рх1 — мощность процесса на выходе 1-го узкополосного парциального канала обработки фильтр — детектор — фильтр; — адаптивно установленный вес этого канала; N — количество каналов. При некоторых способах адаптации возникает сложное распределение (1), которое приводит к такому разбросу выходного продукта, который делаег невозможной обработку с фиксированным порогом. Для стабилизации распределения Ъ на основании метода максимального правдоподобия [1] после ряда упрощений может быть предложен обнаружитель с центрированным и нормированным выходным продуктом
N N
2СТ = — — , (2)
у 2 (<рп()'
ж
где р„1 — мощность процесса на выходе ¿-го узкополосного парциального канала опорного (помехового) тракта. Структурная схема такого обнаружителя приведена на рисунке.
При выводе (2) априорно принималось, что рабочая выборка входного процесса X по гипотезе Н1 представляет сумму сигнала и помехи, а по гипотезе НО только помеху; опорная выборка П по обеим
гипотезам принадлежит помехе, имеющей одинаковые статистические характеристики с помехой выборки X. Такой алгоритм за счет введения центрирования и нормирования выходного продукта по опорному тракту позволяет существенно уменьшить его флуктуации, применить фиксированный порог Р = const и, таким образом, ста-
Рабочий тракт Г"
Ш
01
ФДИ-1
р *
Гх1
fit
ЦРк,
Woi
ФДИ-i
"XI
Bi
Af.fl
ON
ws
ФДИ-N
' XN
BN
WNPx
XN
' L
Опорный тракт
Г Ш
01
w,
р ФДИ-1
Гги
1 1
В,
. J
АИ
ФВК
v/f
W,Р,
111
л/, 4
ФДИ-i
u
ИХ X
"'•'ON
Фаич
Ц/Рпы
ФВП
Jx-Zn
<-ст
г- ПУ
,Да
T-rfZV/jP
и
■'n=iiWm)2 !•1
J
Структурная схема обнаружителя с центрированным и нормированным
выходным продуктом: ФДИу — фильтр, детектор, интегратор 1-го парциального канала с полосой фильтрации Д/ и собственной частотой В{ — блок взвешивания с адаптивно установленным весом И?"? ; ФВП — формирователь выходного продукта (2); ФВК —формирователь адаптивных весовых коэффициентов; АИ — априорная информация;, ПУ —
пороговое устройство
билизировать ложные тревоги. Алгоритм сохраняет работоспособность в условиях нестационарности средней мощности сигнала и помехи.
Следует отметить, что выходная статистика (2) является также и функцией качества, т. е. достигает максимума при значениях весов являющихся их совместными асимптотически эффективными оценками для оптимального обнаружителя. Совпадение выходного продукта и функции качества в обнаружителе, описанном в работе [3], позволяет существенно упростить последний.
Эффективность работы предложенного алгоритма (2) с блоком адаптации была проверена с помощью моделирования на ЭВМ для 25 моделей монотонно убывающих спектров сигнала и помехи [3] по методике работы 12]. Статистическая представительность составляет 104 реализаций для каждой модели спектров. Результаты моделирования в условиях стационарности средней мощности сигнала и помехи: средний энергетический проигрыш оптимальному обнаружителю по 25 моделям спектров 3,8 дБ, наибольший 4,6 дБ. В условиях нестационарности проигрыш обнаружителю, оптимальному для нестационарных воздействий, существенно уменьшается.
1. Крамер Г. Математические методы статистики. М.: Мир, 1975. 648 с. 2. Мазор ¡0. Л., Белинский В. Т., Чачковский С. В. О методике исследования помехоустойчивости квазиоптимчльных приемников шумовых сигналов при помощи моделирования на ЭЦВМ//Вестн. Киев, политехи, ин-та. Радиотехника. 1985. Вып. 22. С. 61—63. 3. Мазор Ю. Л., Стеблин В. Ф., Азаров В. С. Об одном способе адаптации при приеме шумовых сигналов // Вестн. Киев, политехи, ин-та. Радиотехника. 1984. Вып. 21. С. 63—65. 4. Репин В. Г., Тартаковский Г. П. Статистический синтез при априорной неопределенности и адаптация информационных систем. М.: Сов. радио, 1977. 430 с.
Поступила в редколлегию 28.09.84
УДК 621.396.6
Ю. Л. МАЗОР. канд. техн. наук. И. М. СТЕФАНИШИН. студ.
РАСЧЕТ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ ДОПУСКОВ НА МИКРОКАЛЬКУЛЯТОРАХ
Рассмотрим обобщенную электрическую цепь
<2 = ф(<?1.. .................(О
Под расчетом допусков будем понимать расчет допуска определяющего параметра б ((?) по заданным разбросам параметров элементов Расчет может быть произведен либо традиционным методом по заданным допускам параметров элементов б(д,) с использованием коэффициентов влияния [31, либо подстановкой массивов случайных значений параметров элементов {¿7„, ... , с^} в выражение (1) и последующим расчетом допуска б ((?) по массиву определяющего параметра {ф^ ..., Последний метод более универсален, точен, не требует громоздких расчетов коэффициентов влияния и априорной информации по коэффициентам рассеяния. Очевидно, что он может быть реализован только с использованием ЭВМ, в частности микрокалькуляторов 12).
Рассмотрим предлагаемую методику на примере расчета допуска коэффициента усиления резонансного каскада с двойным автотрансформаторным включением активных элементов (АЭ)
К0 = тхт2УпЯаъ =----,-, (2)
где т1 = тг — — коэффициенты включения; —
число витков контура; — числа витков до отводов, К21 —
