CC BY
5УДК 621.396
Способ автоматической подстройки фазы в синфазно-квадратурной системе линеаризации усилителей
Р. Р. Фахрутдинов
Использование в современных системах связи сигналов, одним из модулируемых параметров которых является амплитуда, приводит к необходимости применения линейных усилителей мощности. Одним из способов повышения линейности является применение синфазно-квадратурной обратной связи, эффективность работы, а также устойчивость которой во многом определяется точностью установки фазы в петле. В статье описан новый способ автоматической подстройки фазы в синфазно-квадратурной петле обратной связи, а также приведены результаты моделирования системы с автоматической подстройкой фазы в системе МЛТЬЛБ.
Ключевые слова: синфазно-квадратурная обратная связь, усилители мощности, автоматическая подстройка фазы, контур слежения за задержкой, фазовый детектор, фазовращатель.
1. Введение
В большинстве современных систем приема и передачи данных используются виды модуляции, в которых помимо частоты или фазы модулирующимся параметром является амплитуда. Применение амплитудой модуляции приводит к необходимости применения линейных усилителей мощности, поскольку использование нелинейных устройств приводит к повышению вероятности появления ошибок при приеме, а также к появлению в спектре передаваемого сигнала интермодуляционных составляющих третьего порядка, которые плохо поддаются фильтрации.
В настоящее время существует множество способов повышения линейности усилителей мощности [1], среди которых большой эффективностью обладает синфазно-квадратурная обратная связь, применение которой может позволить снизить уровень интермодуляций на 20...30 дБ. К достоинствам данного способа также можно отнести возможность полностью интегрального исполнения и отсутствие необходимости внесения изменений в силовые цепи передатчика, что для современных компактных беспроводных устройств в ряде случаев является очень критичным.
Эффективность линеаризации, обеспечиваемой синфазно-квадратурной петлей, как и других видов отрицательных обратных связей, а также стабильность всей системы, во многом определяется разностью фаз вычитаемых входного сигнала и сигнала обратной связи. Все блоки, входящие в состав синфазно-квадратурной обратной связи, сдвигают фазу сигнала, при этом фазовые характеристики большинства из них могут существенно изменяться под воздействием внешних условий, таких как температура, напряжение питания и др.
Таким образом, одной из основных задач при проектировании передающего тракта с усилителем мощности, линеаризуемым при помощи синфазно-квадратурной обратной связи, является обеспечение поддержания минимальной разности фаз между исходным сигналом и сигналом обратной связи.
2. Теория
Как известно, при работе систем с обратной связью устойчивость определяется не только фазовыми характеристиками, но и петлевым усилением всей системы. При этом линеаризующее действие обратной связи тем сильнее, чем выше петлевое усиление - соответственно, применение способов обеспечения стабильности системы с синфазно-квадратурной обратной связью путем снижения петлевого усиления [2] неизбежно приводит к снижению эффективности линеаризации.
Используя простую линейную модель усилителя мощности для описания границ области стабильной работы системы, применим следующее выражение [3]:
= ^ + агйаи 0дб -®0дбт, (1)
-Р
где р - положение полюса передаточной характеристики системы, т - задержка прохождения сигнала, аодб - частота единичного усиления передаточной функции, которая может быть определена как:
«0дб = р4к2Я2 -1, (2)
где К - усиление на низких частотах прямого канала, g - усиление на низких частотах канала обратной связи.
Графическое представление границы стабильности приведено на рис. 1.
200
150
100
ч 50 а
о' 0 (0
3 -50
е
-100 -150 -200
\................„
\ч с Область нёстаб^ льной р аботы
~ 1———__
\
Облс ть стабйльной р )аботы
__—«——~'
........... Область нестаб ■1ЛЬНО й заботы
о
50
10 20 30 40 Петлевое усиление дК, дБ Рис. 1. Границы стабильной работы синфазно-квадратурной обратной связи с использованием простой модели усилителя мощности
Как можно видеть, для получения петлевого усиления более 45 дБ необходимо, чтоб разность фаз исходного сигнала и сигнала обратной связи не превышала значений ±20 градусов.
Среди способов подстройки фазы можно выделить две категории [4]: аналоговые способы и способы с цифровой обработкой. Как правило, способы с использованием цифровой обработки при оптимальных условиях позволяли обеспечить большую точность установки разности фаз [5-7], при этом в большинстве случаев при изменении структуры радиотракта, связанной с изменением коэффициента усиления или режима работы усилителя мощности требуется вносить изменения в программное обеспечение для сохранения эффективности линеаризации, что наиболее характерно для систем, измеряющих изменение фазы косвенно, например, путем измерения тока, потребляемого усилителем мощности [7].
Аналоговые способы подстройки не требуют применения цифровых блоков в своем составе, таких как процессорное ядро, АЦП и др., что позволяет реализовывать такие системы
с использованием простых элементов или в интегральном исполнении без приобретения процессорных ядер, но при этом обеспечивают несколько меньшую точность установки фазы. При этом фазовая ошибка может вычисляться с использованием исходного сигнала и сигнала обратной связи непосредственно [8] либо вычисляться путем перемножения с помощью смесителя с последующим детектированием [9]. Основным недостатком, который присущ подавляющему большинству аналоговых способов подстройки фазы, является преобразование разности фаз в уровень постоянного напряжения. В результате в зависимости от используемого фазового детектора неизбежно возникает ошибка установления детектированного напряжения, вызванная изменениями пороговых напряжений, температуры, технологическим разбросом и другими дестабилизирующими факторами, вследствие чего ошибка установления фазы возрастает.
Для снижения устранения влияния на точность установки фазы внешних воздействий через уровни постоянного напряжения целесообразно перейти от амплитудного к импульсному принципу определения фазовой ошибки без применения сложной цифровой обработки сигнала.
3. Описание разработанного способа автоматической подстройки фазы
Структурная схема синфазно-квадратурной обратной связи с системой автоматической подстройки фазы, работающей с импульсным представлением фазовой ошибки, приведена на рис. 2 [10].
Рис. 2. Структурная схема синфазно-квадратурной обратной связи с системой автоматической подстройки фазы
Принцип работы системы основан на использовании элементов контура слежения за задержкой для детектирования и компенсации фазовых ошибок посредством изменения фазы сигнала гетеродина, подаваемого на демодулирующие смесители.
Схему условно можно разделить на две части: непосредственно петля синфазно-квадратурной обратной связи и контур слежения за разностью фаз. К первой части относятся блоки вычисления предыскаженного сигнала 1 и 2, смесители 3 и 5 с фазовращателем, который обеспечивает сдвиг фазы на 90° для смесителя квадратуры Q. Выходные сигналы смесителей суммируются смесителем 6, усиливаются линеаризуемым усилителем мощности 7 и через направленный ответвитель 8 поступают на нагрузку в виде антенны 9. Сигнал для обратной связи снимается с направленного ответвителя и, проходя через аттенюатор, демоду-лируется смесителями 11 и 13, сигнал гетеродина одного из которых также сдвинут на 90°. В отличие от модулирующих смесителей, сигнал гетеродина на демодулятор подается через регулируемый фазовращатель 16, что позволяет, изменяя фазу гетеродина, осуществлять фазовый сдвиг демодулированных сигналов, что приводит к подстройке фазы во всей петле. Выходы демодулирующих смесителей соединены с инвертирующими входами через аналоговые ключи, которые можно размыкать на этапе первичной подстройки фазы, и фильтры нижних частот, необходимые для фильтрации демодулированного сигнала от суммарных высокочастотных составляющих удвоенной частоты гетеродина.
Вторая часть системы отвечает непосредственно за определение фазовой ошибки и генерирование управляющего воздействия. Для определения ошибки используются сигналы одной из квадратур: исходный сигнал, поступающий на вход, и демодулированный, полученный с выхода фильтра нижних частот.
Как известно, при использовании цифровой манипуляции полученный сигнал фильтруют с целью снижения занимаемого им спектра, поэтому изменение мгновенного значения демо-дулированного сигнала имеет плавный характер, кроме того, при использовании QAM-модуляции возникает большое количество разных по уровню состояний. Для того чтоб исключить амплитудные составляющие сигналов, между которыми будет определяться разность фаз, данные сигналы подаются на усилители-ограничители 19 и 20, коэффициент усиления которых имеет большое значения, в результате на выходе усилителей формируются сигналы, взаимное положение которых во временной области характеризует разность фаз между сигналами. На выходе усилителей включены компараторы 21 и 22 с гистерезисом, которые позволяют избавиться от дребезга, поскольку форма демодулированного сигнала может отличаться от формы исходного, что обусловлено искажениями, вносимыми усилителем мощности, вследствие того, что петля синфазно-квадратурной обратной связи находится в разомкнутом состоянии на этапе первичного установления фазы.
Выходные сигналы компараторов поступают на входы фазового детектора 23, которые формирует управляющее воздействие на схему накачки заряда 24. При этом ширина управляющих импульсов равна величине временного интервала между исходным и демодулиро-ванным импульсными сигналами. Схема накачки заряда формирует на пропорционально интегрирующем фильтре 25 напряжение, которое управляет сдвигом фазы сигнала гетеродина посредством фазовращателя 16, минимизируя разность фаз исходного и демодулированного сигналов.
После установления разности фаз, равной нулю, воздействие фазового детектора на схему накачки заряда прекращается и установленная фаза поддерживается за счет емкостей фильтра. Одновременно с этим детектор установления 26 срабатывает, переводя аналоговые ключи 17 и 18 в проводящее состояние, в результате синфазно-квадратурная петля замыкается.
При возникновении внешних воздействий, вызывающих появление разности фаз на входах блока вычисления предыскаженного сигнала, генерируется управляющее воздействие на выходах фазового детектора, которое компенсирует возникающую фазовую ошибку исходного и демодулированного сигнала, при этом детектор установления настроен таким образом, что при работе системы не возникает последующих размыканий петли.
Таким образом, точность подстройки фазы не зависит от напряжения питания, температуры, возможного технологического разброса, поскольку возникающие разности фаз будут приводить к формированию импульсного воздействия, а уровень управляющего напряжения
является зависимым параметром, любое изменение которого будет также скомпенсировано фазовым детектором.
4. Результаты моделирования
Для моделирования работы системы автоматической подстройки фазы была создана модель в системе MATLAB на базе блоков библиотеки Simulink. Структура модели представлена на рис. 3.
Рис. 3. Модель синфазно-квадратурной обратной связи с автоматической подстройкой фазы в петле
Учитывая необходимость применения дискретного сигнала, что обусловлено особенностям некоторых блоков системы Simulink, например анализатора спектра и др., в системы было добавлено несколько дополнительных фильтров нижних частот: между блоками вычисления предыскаженного сигнала и модулирующими смесителями - умножителями, а также на входах части, отвечающей за автоматическую подстройку фазы. Фильтры установлены с целью устранения высокочастотных составляющих, имеющих частоты, равные частоте дискретизации источников сигнала, в данном случае 100 МГц.
Перед усилителями-ограничителями установлены фильтры верхних частот High-pass filter sig 1 и High-pass filter sig 2 с частотой среза 1 Гц для фильтрации сигналов от постоянной составляющей.
Интегратор на выходе блока накачки заряда играет роль петлевого фильтра, константой Current set задается эквивалент тока накачки заряда.
Структура источника сигнала представлена на рис. 4. Источник сигнала состоит из генератора случайных чисел с числом вариантов 16, QAM^-модулятора, 4 блоков повышения частоты дискретизации. Поскольку частота случайных чисел равна 10 кГц, для обеспечения соответствующей символьной скорости частота дискретизации источников сигнала гетеро-
дина составляет 100 МГц. Кроме того, в структуре содержатся усилители и четыре фильтра нижних частот, первый из которых имеет аппроксимацию корня из приподнятого косинуса.
Рис. 4. Модель источника сигнала с модуляцией QAM16
В качестве модели нелинейного усилителя мощности использовалась структура, приведенная на рис. 5. Амплитудная характеристика усилителя аппроксимируется полиномом третьей степени с коэффициентами 2, 0.015, -0.05.
Рис. 5. Модель нелинейного усилителя мощности
Схема фазового детектора представлена на рис. 6. Данный блок построен в соответствии со структурой, которая позволяет обеспечить корректную работу в широком диапазоне разностей фаз в отличие от схемы с двумя D-триггерами, которая может в некоторых случаях изменять управляющие импульсы на противоположные при больших разностях фаз, в особенности при наслоении фронтов и спадов сравниваемых сигналов. Блок накачки заряда (рис. 7) представляет собой простой коммутатор, соединяющий источник постоянного уровня Current set с разными знаками со входом внешнего интегратора.
В остальном модель соответствует структуре, приведенной на рис. 2, при этом блок Transmission path delay обеспечивает фазовый сдвиг, вносимый реальным передающим трактом.
Рис. 6. Модель фазового детектора
Рис. 7. Модель блока накачки заряда
На рис. 8 приведены спектры сигналов на выходе усилителя мощности без применения линеаризации и для случая с замкнутой синфазно квадратурной петлей с установившейся фазой. Как можно видеть из рисунка, подавление интермодуляционных составляющих составило 30 дБ, что соответствует значениям, близким к максимально достижимым [1, 11]. Данное значение получено путем установления большого значения петлевого усиления, при этом синфазно-квадратурная петля сохраняет устойчивость.
2.9 2.92 2.94 2.96 2.98 3 3.02 3.04 3.06 3.08 3.1 Частота (МГц)
Рис. 8. Спектр выходного модулированного сигнала
Значение разности фаз на входе блока вычисления предыскаженного сигнала на протяжении 1 мс представлено на рис. 9. Как можно видеть, отклонения фазы не превышают значения ±5°. На рис. 10 представлены сигнальные созвездия для демодулированного сигнала с выхода усилителя мощности для случаев без линеаризации и с работающей петлей в установившемся режиме. Из полученных результатов следует, что при работе петли в установившемся режиме вероятность ошибки при приеме будет снижаться благодаря высокой эффективности линеаризации.
Рис. 9. Зависимость разности фаз от времени
Рис. 10. Сигнальные созвездия демодулированного сигнала для случаев без линеаризации и при работе синфазно-квадратурной обратной связи с автоматической подстройкой фазы в петле
Таким образом, анализируя построенную модель, можно сделать вывод об эффективной работе способа автоматической подстройки фазы, что позволяет увеличивать петлевое усиление, увеличивая линеаризующее действие синфазно-квадратурной обратной связи.
5. Заключение
Поскольку к современным передающим трактам предъявляются высокие требования по части линейности усилителя мощности, а также эффективности использования источника питания, необходимо применение специальных мер по повышению линейности усилителей. Одним из способов, обеспечивающих высокую эффективность, является применение син-фазно-квадратурной обратной связи, которая при оптимальной реализации может обеспечить подавление интермодуляционных продуктов третьего порядка до 30 дБ.
Эффективность работы синфазно-квадратурной обратной связи во многом определяется точностью подстройки фазы в петле, при этом ввиду большого количества блоков на пути прохождения сигнала неизбежно возникают фазовые сдвиги, значение которых, как правило, зависит от внешних условий, что приводит к необходимости применения систем автоматической подстройки фазы в петле.
Все способы можно условно разделить на полностью аналоговые способы и способы с цифровой обработкой, при этом основным недостатком аналоговых способов является представление фазовой ошибки как уровня постоянного напряжения, который может изменяться под воздействием внешних условий или технологического разброса, что в конечном итоге приводит к снижению точности установки фазы. Способы с цифровой обработкой, как правило, требуют сложных процессорных ядер, дополнительного тактирования цифро-аналоговых и аналого-цифровых преобразователей, что усложняет систему и приводит к повышению потребления, что критично для компактных малогабаритных беспроводных устройств.
С целью устранения данных недостатков был разработан способ подстройки фазы с использованием контура слежения за задержкой, в котором фазовая ошибка представлена в виде временной разности между импульсными сигналами, а постоянное напряжение используется лишь для управления фазовращателем и полностью зависит от наличия временного интервала между сравниваемыми сигналам.
В результате точность подстройки фазы не зависит от температуры, пороговых напряжений детекторов, напряжения питания, технологического разброса и других факторов, при этом ошибка установления фазы не превышает значения ±5°. Кроме того, реализация системы автоматической подстройки фазы имеет малое количество блоков, что позволяет снизить потребление и размеры системы.
Таким образом, разработанная система автоматической подстройки фазы позволяет реализовывать передатчики с синфазно-квадратурной обратной связью с максимально возможным коэффициентом петлевого усиления, имея при этом низкое потребление и малые размеры.
Литература
1. Молодцов А. С., Косых А. В. Анализ работы декартовой (Cartesian) системы обратной связи в радиочастотных усилителях мощности // Омский научный вестник. 2013. № 2 (120). С. 312-314.
2. Ohishi Y., Minowa M, Fukuda E., Takano T. Cartesian feedback amplifier with soft landing // Proc. The Third IEEE International Symposium on Personal, Indoor and Mobile Radio Communications (PIMRC), 1992. Р. 402-406.
3. Briffa M. A. Linearization of RF Power Amplifiers // PhD thesis, Melbourne, Australia. 1996. 195 p.
4. Фахрутдинов Р. Р., Завьялов С. А., Косых А. В., Мурасов К. В. Анализ способов подстройки фазы в декартовых системах обратной связи усилителей мощности // Омский научный вестник. 2016. № 6 (150). С. 142-146.
5. Delaunay N., Deltamle N., Kerhere E, Belot D. A RF Transmitter linearized using Cartesian feedback in CMOS 65 nm for UMTS standard // WW2011, Jan 2011, Glendalem United States, 2011. P. 49-52.
6. Dorevith J. E., Bozekim J. J., Galius P. H., Rozental M. System and method for performing baseband phase shifting in a cartesan feedback system // Патент № US7787565 B2, 31.02.2010.
7. Faulkner M., Cantos D., Briffa M. Performance of automatic phase adjustment using supply current minimization in RF feedback linearizer // Proc. The 8th IEEE International Symposium on Personal, Indoor and Mobile Radio Communications (PIMRC). 1997. V. 3. P. 858-862.
8. Dawson J. L., Lee T. H. Automatic phase alignment for a fully integrated Cartesian feedback power amplifier system // IEEE Journal of solid-state circuits. 2003. V. 38, № 12. P. 2269-2279.
9. Jones M. A. Method and apparatus for detecting and compensating for undesired phase shift in a radio transceiver // Патент № US5894496A, 13.04.1996.
10. Фахрутдинов Р. Р., Завьялов С. А., Мурасов К. В., Ляшук А. Н. Система автоматической подстройки фазы в петле синфазно-квадратурной обратной связи // Заявка на полезную модель № 2019139302, 18.09.2019.
11. Mandeep J. S., Lokesh A., Hassan S. I. S., MahmudM. N., Ain M. F. Design of Cartesian feedback RF power amplifier for L-band frequency range // Progress in Electromagnetics Research B. 2008. V. 2. P. 207-222.
Статья поступила в редакцию 19.09.2019; переработанный вариант — 06.12.2019.
Фахрутдинов Родион Ренатович
аспирант кафедры РТУиСД, м.н.с. НИИРП ОмГТУ (644050, Омск, пр. Мира, 11), e-mail: nopr 11@mail.ru.
The method of automatic phase adjusting in Cartesian power amplifier linearization system
R. Fakhrutdinov
Using of signals in modern transceiver systems, when one of modulated parameters is amplitude, has led to necessity of linear power amplifiers application. One of power amplifiers linearity increasing methods is Cartesian feedback application. Its efficiency and stability are mainly defined by loop phase setting accuracy. In the article, the new method of automatic phase adjustment in Cartesian feedback loop is described and simulation results of the system with automatic adjustment in MATLAB are presented.
Keywords: Cartesian feedback, power amplifiers, automatic phase adjusting, delay locked loop, phase detector, phase shifter.
