Синтезаторы частот с ЦВС в тракте обратной связи Текст научной статьи по специальности «Электротехника, электронная техника, информационные технологии»

УДК 621.396.6

А.Е. Поляков2, А. С. Кузменков2, Л. В. Стрыгин1

1 Московский физико-технический институт (государственный университет) Национальный исследовательский университет Московский энергетический институт

Синтезаторы частот с ЦВС в тракте обратной связи

Описаны преимущества и недостатки однокольцевой архитектуры гибридных синтезаторов частот с цифровыми вычислительными синтезаторами (ЦВС) в тракте обратной связи. Представлена математическая модель для расчета уровня фазовых шумов с учетом реальных показателей современных функциональных узлов синтезатора. Также приводятся методы уменьшения уровня побочных негармонических спектральных составляющих (ПСС), основанные на переменной частоте сравнения. Показаны выражения для расчета неудачных частот в спектре и частотных отстроек ПСС, возникающих вблизи таких частот. В качестве меры оценки используется эмпирическая интегральная функция распределения S F DR, пересчитанного к несущей частоте 1 ГГц. Вид этой функции позволяет оценить и сравнить качество разных синтезаторов независимо от рабочего диапазона выходных частот. С помощью этого показателя были исследованы синтезаторы с одной, двумя фиксированными частотами сравнения, а также синтезатор с двумя ЦВС.

В статье также уделяется внимание времени захвата гибридных синтезаторов частот с ФАПЧ.

Ключевые слова: синтезатор частот с ФАПЧ, ЦВС, фазовый шум, негарномни-ческие составляющие, SFDR.

1. Введение

Известна литература о синтезаторах частот, их архитектурах и аспектах проектирования, например [1, 2]. С другой стороны, появление новой элементной базы с улучшенными характеристиками дает разработчикам взглянуть на известные решения под новым углом зрения. Например, современный цифровой вычислительный синтезатор (ЦВС) в микросхемном исполнении работает на тактовой частоте 3,5 ГГц, имеет широкий выходной рабочий диапазон и управляется нестандартным алгоритмом, что позволяет использовать ЦВС с исключительно высоким частотным разрешением (порядка наногерц). Такой метод синтеза упоминается в [3-5], так что идея использования ЦВС в кольце обратной связи ФАПЧ не оригинальна, но существует не так много работ, в которых приводились бы результаты реальных практических измерений.

На основе экспериментальных результатов в этой статье будет дан ответ на следующие вопросы, связанные с гибридными синтезаторами с ФАПЧ и ЦВС в кольце обратной связи:

• Какие преимущества дает использование ЦВС в кольце обратной связи ФАПЧ и какие ограничения при этом накладываются на компоненты системы?

• Какие компоненты будут узким местом при минимизации уровня фазового шума в гибридном синтезаторе с ФАПЧ и как его можно уменьшить?

• Как сравнить уровни фазовых шумов разных синтезаторов?

• Как предсказать появление в спектре побочных спектральных составляющих (ПСС) и как уменьшить их уровень?

• Насколько велико быстродействие ФАПЧ с ЦВС в кольце обратной связи?

• Как измерить и сравнить чистоту спектра по уровню ПСС для разных синтезаторов?

2. Обзор архитектур

Известно два подхода к разработке гибридного синтезатора с ФАПЧ с малым шагом перестройки но частоте. В нервом из них выходной сигнал ЦВС подается на опорный вход цифрового частотно-фазового детектора (ЧФД) (рис. 1), во втором ЦВС размещается непосредственно в кольце обратной связи (рис. 2). Для определенности рассматривается ЦВС с максимальной тактовой частотой 1 ГГц.

Рассмотрим подробнее первый вариант. Сигнал высокоетабильного опорного генератора захватывается узкополоеным синтезатором с ФАПЧ, формируя колебание с высокой частотой 1 ГГц и низким уровнем фазового шума. Этот сигнал является опорным сигналом для ЦВС. Выходной сигнал ЦВС проходит через фильтр нижних частот (ФНЧ) и подается на опорный вход ЧФД. В остальном схема синтезатора традиционна, в тракте обратной связи присутствует фиксированный высокочастотный делитель частоты, который может быть объединен с неременным делителем для уменьшения рабочих) диапазона ЦВС. Так можно исключить некоторые неблагоприятные частоты в рабочем диапазоне.

Рис. 1. Схема синтезатора с ФАПЧ и ЦВС в тракте опорного сигнала

Рис. 2. Схема синтезатора с ФАПЧ и ЦВС в кольце обратной связи

Главное преимущество схемы, иоказанн0121 на рис. 2, по сравнению с предыдущим вариантом, в том, что не требуется специального высокочастотного синтезатора с ФАПЧ для формирования тактового сигнала ЦВС, таккак им является генератор, управляемый по частоте напряжением (ГУН). Автоматически исключается схема формирования высокочастотного опорного сигнала для ЦВС. Таким образом, структура, показанная на рис. 2, обеспечивает уменьшение размероа,цены и сложности разработки синтезатора. Как вариант, можно использовать многокольцевую схему, где за счет смещения частоты в кольце ФАПЧ можно получить частоту сигнала на входе ЦВС от 0.5 до 1 ГГц (рис. 3). В этом случае коэффициент по фазе от ЧФД па выаод схемыуменьшается и соответственно уменьшается уровень фазового шума.

Рис. 3. Схема синтезатора с ФАПЧ и смещением частот

|1 п

10/100 МГц 1 ГГц 62.5..125 МГц

ФАПЧ, х10

ЦВС

ЧФД CP

Г УН

Qo

Делитель

4- ЦВС Гт- частоты «-1

на 8

4..8 ГГц

0.5.. 1 ГГц

Рис. 4. Схема синтезатора с ФАПЧ и двумя ЦВС

Возможен и третий вариант, когда используются два ЦВС: и в тракте опорного генератора, и в кольце обратной связи (рис. 4). Это существенно усложняет синтезатор и увеличивает стоимость. Преимущество такой архитектуры высокая спектральная чистота по уровню ПСС за счет переменной частоты сравнения.

3. Схема однокольцевого синтезатора частот с ФАПЧ и ЦВС в кольце обратной связи

3.1. Основные принципы работы

Рассмотрим схему однокольцевого синтезатора частот с ФАПЧ и ЦВС, так как результаты этого анализа могут быть применены в более сложных случаях. По этой архитектуре реализован синтезатор частот производства компании «Адвантех» LNO-HP3xM-RF (рис. 5).

Опорный сигнал формируется встроенным термоетабилизированным кварцевым генератором или внешним источником и подается на опорный вход ЧФД (обозначен «+»). Его выход подключен к входу активного петлевого фильтра, формирующего управляющее напряжение ГУН. Высокочастотный выходной сигнал ГУН поступает на разветвитель мощности и далее на выходные каскады (делители частоты, фильтры гармоник, автоматический контроль усиления и выходной усилитель). В тракте обратной связи сигнал проходит через буферные усилители, фиксированный делитель на 8, ЦВС и два ФНЧ. В схеме используются два фильтра для опорного сигнала, один с полосой 150 МГц, реализованный на дискретных компонентах, и керамический с частотой среза 225 МГц. Они расположены вблизи опорного входа ЧФД. Первый фильтр используется для подавления комбинационных спектральных составляющих, появляющихся из-за ЦВС, а второй фильтр для по-

давления ВЧ-еигналов, наведенных с ГУН на опорные входные .линии ЧФД. Отметим, не вдаваясь в подробности, что уровень ПСС главным образом определяется пространственной изоляцией узлов синтезатора и фильтром между ЦВС и ЧФД. Буферные усилители в кольце вместе с двойной фильтрацией выходного сигнала ЦВС служат для той же цели изолировать ЧФД от наводок со стороны ГУН в максимально возможной степени. Разработанный синтезатор позволяет работать от внешних) опорного генератора с частотой от 20 до 150 МГц. Для получения низких уровней фазового шума в такой архитектуре необходимо устанавливать частоту сравнения как можно выше (это будет пояснено далее). В этой практической реализации она охраничена максимальной тактовой частотой ЦВС и требованием к фильтрации его выходного сигнала. Частота выходжнх) сигнала ФАПЧ (состоящей из ЦВС с 48-битным фазовым аккумулятором и фиксированного делителя частоты на 8) определяется следующим выражением:

251

fvco = fref-ТГ-, (1)

Mftw

где fvco — выходная частота ФАПЧ (частота ГУН), fref — частота сравнения, Nftw — содержимое управляющего регистра FTW (целое число).

Частотное разрешение может быть найдено из (1) следующим образом:

dfvco = _ л 251 = fvco

dNFTW = Jref N*tw = 251 fref '

В результате оно составляет около 0,2 миллигерц на 8 ГГц несущей и частоте сравнения 150 МГц.

Опорный генератор 147 или 150 МГц

Керамический фильтр

1—►

Выход СЧ, 10 МГц..8 ГГц

Делители, фильтрация, АРУ

; Ц

ля, ->

Рис. 5. Схема синтезатора частот LNO-HP3xM-RF

Рассмотрим процесс захвата новой выходной частоты. Предположим, что частота ФАПЧ установлена на 4 ГГц (нижняя граница ГУН), а частота сравнения равна 150 МГц. Частота выходного сигнала ЦВС также равна 150 МГц, так как ФАПЧ находится в захвате. В этот момент тактовая частота ЦВС составляет fvco/8, т.е. 500 МГц. Спектр сигнала ЦВС показан на рис. 6. Из этого рисунка ясно, что полоса фильтра должна быть меньше 350 МГц, что обеспечит подавление зеркальной компоненты спектра. Теперь предположим, что мы хотим перестроиться по частоте выходного сигнала с 4 до 8 ГГц. Для этого нужно загрузить в ЦВС новое число Nftw, в два раза меньшее по величине. Выходная частота ЦВС изменяется практически мгновенно по сравнению с частотой ГУН, процесс перестройки которого замедлен из-за инерционности петлевого фильтра. Сразу после загрузки нового значения FTW выходная частота станет равна 75 МГц, в то время как fvco будет оставаться вблизи 4 ГГц некоторое время. ЧФД работает так, что когда частота на «—» входе (т.е. 72 МГц) меньше, чем на «+» входе (там 150 МГц), он увеличивает частоту

ГУН. Через некоторое время частота fvco устанавливается равной 8 ГГц, а на выходе ЦВС сформируется сигнал 150 МГц, т.е. захват новой частоты ФАПЧ завершится. Спектр выходного сигнала ЦВС при условии, что ФАПЧ находится в захвате на 8 ГГц, показан на рис. 7.

Для установки новой частоты необходимо увеличить значение FTW в два раза в соответствии с (1). Сразу после загрузки выходная частота ЦВС будет в два раза выше (300 МГц), так как значение FTW обновилось, а частота fvco осталась около 8 ГГц. Таким образом, ФНЧ при ЦВС должен пропускать сигнал с частотой до 300 МГц, иначе ЧФД не

отреагирует на сигнал на его «—» входе, и захват нужной частоты будет невозможен. В

-

выше, чем на «+» входе (150 МГц), и будет снижать частоту ГУН до тех пор, пока частота ГУН не станет равной 4 ГГц, а выходная частота ЦВС 150 МГц.

Процесс перестройки по частоте для синтезатора LNO-HP3xM-RF показан на рис. 8 и 9. Время перестройки с 4 до 8 ГГц, например, занимает около 500 мкс. Главным образом оно определяется полосой петлевого фильтра ФАПЧ и его схемой [6]. Главная задача, решаемая петлевым фильтром, обеспечение стабильного захвата новой частоты (за счет запаса по фазе) и минимизация интегрального фазового шума [1]. Поэтому на практике затруднительно улучшить быстродействие синтезатора с правильно сконструированным петлевым фильтром и узкополосной ФАПЧ. Один из методов для увеличения быстродействия реализуется с помощью специальной схемы предварительной установки (рис. 10), где ЦАП

используется для грубой настройки ФАПЧ на частоту ГУН. Такое решение позволяет отчасти избежать медленной скорости нарастания напряжения интегратора, реализовавших) в активном петлевом фильтре.

Время, мс

Рис. 8. Переходный процесс перестройки с 4 на 8 ГГц и обратно

Рис. 9. Переходный процесс перестройки с шагом 10 МГц

Рис. 10. Переходный процесс перестройки с шагом 10 МГц

Из раеемотренших) материала но функционированию синтезатора с ФАПЧ и ЦВС можно сделать следующие выводы об ограничениях на компоненты системы:

• делитель частоты перед ЦВС должен обеспечивать полноценную работу цифровохх) синтезатора во всем рабочем диапазоне ГУН;

• ЧФД должен работать на удвоенной номинальной частоте сравнения;

• ФНЧ при ЦВС должен иметь полосу пропускания не больше, чем /с1ктт — fтef ? Где /с1ктт — минимальная частота тактирования в соответствии с нижней частотой ГУН и фиксированным делителем частоты, fref — частота опорного сигнала на «+» входе ЧФД;

• ФНЧ при ЦВС должен иметь полосу не меньше, чем удвоенная частота опорного сигнала.

3.2. Фазовый шум

При оценке уровней фазового шума иногда удобней работать с нормированной плотностью фазового шума. Этот метод полезен, когда сравнивается качество разных синтезаторов, например, с разными рабочими диапазонами выходных частот. Идея метода состоит в следующем.

Представим исходный сигнал s(t) в следующем виде во временной области:

s(t) = eP(u0t+^(t)),

где Wo — частота исходного сигнала, <^(t) — фазовые флуктуации (шум) сигнала с несущей ш0.

Предположим, что мы располагаем идеальным умножителем частоты (или делителем) с коэффициентом г, г £ R. Модель выходного сигнала получается возведением в степень, т.е. имеет вид

s(t)r = ei(™ot+Mt)). (2)

Как следствие были получены новая частота гшо и фазовые флуктуации r^(t).

Очевидно, что уровень фазового шума пропорционален частоте. Это также означает, что спектральная плотность фазового шума пропорциональна квадрату частоты.

Принимая этот факт во внимание, будем использовать спектральную плотность фазового шума, нормированную к некоторой частоте, например 1 ГГц, но следующему выражению:

Фюнх = 201og(/) + Ф1, (3)

где Фюнх — спектральная плотность фазового шума в дБн/Гц, пересчитанная к 1 ГГц, f — исходная несущая частота, выраженная в ГГц, Фf — значение спектральной плотности фазового шума на несущей f. Когда уровни фазового шума двух синтезаторов нормированы, можно корректно сравнить их количественно.

VPFD

Vvco

Pdds

Рис. 11. Упрощенная линейная модель ФАПЧ с источниками фазового шума

На рис. 11 показана упрощенная .линейная модель ФАПЧ, соответствующая синтезатору на рис. 2, вместе с источниками фазового шума.

Выходной фазовый шум в соответствии с моделью определяется по формуле

N^00Н+ РРРО - Ровя) . <РУСО

^ОЫ — -:—лт , г,---+

juN + KvcoH(ju) + KvcoН(ju) '

juN

где <ßout — выходной фазовый шум, N — общий коэффициент деления (включает ЦВС и фиксированный делитель), Kvco — крутизна модуляционной характеристики ГУН, Н(jw) — коэффициент передачи петлевого фильтра, pref — фазовый шум опорного сигнала, Ppfd — фазовый шум, вносимый ЧФД, tßDDS — фазовый шум, вносимый ЦВС, рvco фазовый шум ГУН.

Для малых частотных отстроек можно упростить приведенное выше выражение, так как Н(jw) ^ го при ш ^ го:

lim pout = N(ipref + ipPFD - ipDDS).

Рис. 12. Уровни фазового шума синтезатора LNO-HP3x\I-RF, пересчитанные к несущей 1 ГГц

Таким образом, чтобы оценить итоговый уровень нормированного фазового на малых отстройках, нужно сложить нормированные уровни фазовых шумов всех источников, за исключением ГУН (его шум давится петлевым фильтром на малых отстройках). В итоге мы можем легко оценить влияние каждого компонента.

Для синтезатора с ФАПЧ ЬМО-НРЗхМ-ЫГ уровень около —130 дБн/Гц, рррв около —129 дБн/Гц (включая шум петлевого фильтра), уровень рвов около —132 дБн/Гц (здесь все величины пересчитаны к 1 ГГц). Эти величины почти равны, поэтому, чтобы уменьшить результирующий фазовый шум, необходимо уменьшать уровень вносимых шумов каждого из компонентов. Реальные уровни фазовых шумов синтезатора показаны на рис. 12.

Фазовый шум ЧФД можно уменьшить путем увеличения опорной частоты. Если подать опорный сигнал с частотой 500 МГц, то будет наблюдаться увеличение шумов на 6 дБ по сравнению с режимом работы на 150 МГц. Один из лучших ЧФД HMC439QS16G (Hittite) может работать на частоте до 1.3 ГГц и имеет уровень шумов (приведенный к 1 ГГц) примерно -140 дБн/Гц на отстройке 10 кГц при частоте сравнения 600 МГц. Современный ЦВС с максимальной частотой тактирования 3.5 ГГц AD9914 (Analog Devices) реализует пересчитанный к 1 ГГц уровень фазового шума около -139 дБн/Гц. Таким образом, приведенные выше компоненты позволяют достичь уровня выходного фазового шума около -136 дБн/Гц на отстройке 10 кГц и несущей 1 ГГц с использованием однокольцевой архитектуры, описанной ранее. Стоит отметить, что частота сравнения должна быть достаточно высокой, так как уровень нормированных вносимых шумов ЧФД подает с ростом рабочей частоты. Поэтому высокая тактовая частота ЦВС является важным условием. Вторая причина использовать высокую частоту сравнения в схеме состоит в том, что достаточно сложно работать с низкочастотным сигналом, сохраняя его уровень фазового шума, так как это накладывает сильные ограничения на потребление мощности и усилители. Например, сигнал с —140 дБн/Гц и частотой 1 ГГц соответствует сигналу с -180 дБн/Гц и частотой 10 МГц. Для сигнала с уровнем мощности 0 дБм и частотой 10 МГц такое качество невозможно, так как уровень теплового шума составляет -174 дБм/Гц.

3.3. Побочные спектральные составляющие

Одна из наиболее актуальных проблем в однокольцевых схемах - это ПСС, появляющиеся из-за ЦВС и наведения сигнала ГУН на вход ЧФД.

Так как коэффициент передачи по фазе достаточно велик (~ fvco/fref), то любые, даже небольшого уровня, ПСС на выходе ЦВС будут появляться в выходном сигнале с

существенно увеличенным уровнем. Основные источники ПСС следующие:

-

• ПСС, обусловленные наведением сигнала ГУН на входы ЧФД;

• ПСС, вызванные токами утечки в петлевом фильтре и появляющиеся на частотах, кратных частоте сравнения;

• ПСС, обусловленные наведением опорного сигнала на ГУН.

Влияние последних трех причин может быть уменьшено путем увеличения изоляции ЧФД, добавлением керамических фильтров по его входам и добавлением буферных усилителей перед делителем частоты.

Для уменьшения ПСС из первого пункта можно использовать встроенный в ЦВС компенсатор помех (spur killer), но этот метод ограничен числом ПСС, к которым может быть применен (не более 2), и их порядком. Примем во внимание, что наличие компенсатора помех скорее исключение, чем правило.

Отстройки ПСС в спектре выходного сигнала для описанной на рис. 2 схемы можно рассчитать по следующей формуле:

±mfref Т n^V8C° = Дf, (4)

где тип — целые числа, которые определяют порядок ПСС, fref — частота сравнения (выходная частота ЦВС), fvco — частота ГУН (fvco/8 — частота тактирования ЦВС), Д/ — отстройка ПСС от частоты ГУН fvco-

На большой отстройке Д/, превышающей полосу фильтра ФАПЧ, ПСС подавляются петлевым фильтром в соответствии с его порядком. Поэтому наибольшие по уровню ПСС будут расположены в узкой полосе отстроек (порядка 1 МГц) от центральной частоты.

Следует отметить, что ПСС в спектре сигнала, снятого с выхода делителя или смесителя, сохранятся на своих отстройках, но изменятся по уровню, как показано в (2). По этой причине уровни ПСС пересчитываются в нормированную величину (приведенную, например, к 1 ГГц) по аналогии с уровнями фазовых шумов.

Далее будет использоваться термин SFDR (свободный от ПСС динамический диапазон), выраженный в дБн. Он определяется как разница между уровнем несущей и максимальным уровнем ПСС в спектре в заданной полосе частотных отстроек. Хорошо специфицированный SFDR характеризуют полосой и несущей, к примеру, SFDR равен -90 дБн в полосе 1 МГц на несущей 1 ГГц. В статье SFDR будет рассматриваться как положительное число, т.е. чем больше SFDR, тем ниже уровни ПСС в спектре. Как правило, чем выше порядок ПСС (т.е. величины m и п в (4)), тем лучше SFDR (ниже уровень ПСС), но бывает, что ПСС с высоким порядком выражены сильнее. Влияние каждого источника ПСС на конечный результат определяется в конкретном случае отдельно.

Оценим уровень SFDR на выходе ФАПЧ. Типовое значение уровня SFDR в узкой полосе для 14-битного ЦВС для выходной частоты 150 МГц и частоты тактирования 1 ГГц около 86 дБн. Коэффициент передачи по фазе на частоте ГУН 8 ГГц составит 20 log(8000/150) « 34.5 дБ, то есть SFDR па выходе ФАПЧ будет равен 86-34.5 = 51.5 дБн.

Также следует отметить, что ПСС низкого порядка (т.е. возникающие при соотношении частот 1/з, 1 /4, 2/5 и так далее) в большинстве случаев не специфицированы, поскольку подавление зависит от последующего фильтра. Величина SFDR для таких случаев может быть хуже заявленной.

В итоге у пас есть два пути для улучшения SFDR.

Первый и основной метод заключается в уменьшении коэффициента передачи по фазе за счет частотного смещения в тракте обратной связи, как показано на рис. 3. Такой общий подход с применением многокольцевых схем ФАПЧ позволяет уменьшить не только уровни ПСС, но и фазовые шумы.

Главный недостаток таких систем высокая сложность физической реализации.

Вход вн. сигнала

-147 МГц-

ЧФД CP

VCXO

150 МГц

147/150 МГц Выход

3

+

Рис. 13. Схема опции подавления ПСС (HPSS). реализованная в генераторе SG8

Другой метод улучшения SFDR заключается в исключении ПСС малого порядка путем переключения опорных частот таким образом, чтобы «плохие» выходные диапазоны от одного опорного генератора перекрывались «хорошими» диапазонами от другого.

Из выражения (4) понятно, что эти опорные частоты должны иметь высокий порядок кратности (например, как отношение 50/4^и 51/5о) и должны мало различаться по частоте, иначе неблагоприятные и чистые спектральные области будут сильно удалены и обеспечить чистоту спектра во всем рабочем диапазоне не получится.

На рис. 13 изображена схема опции HPSS для подавления ПСС, которая используется в генераторе сигналов SG8, реализованном на базе синтезатора LNO-HP3xM-RF.

Опорная частота 150 МГц формируется путем захвата сигнала термоетабилизирован-ного генератора 147 МГц узкополосной ФАПЧ с малошумящим кварцевым ГУН.

Это позволяет сделать источник сигнала 150 МГц синхронным с источником 147 МГц и обеспечить кратность 50/49.

Синтезаторы могут иметь разные рабочие диапазоны и различную архитектуру, поэтому, чтобы сравнить их по уровню ПСС, мы должны, по крайней мере, определить следующее:

• корректную методику измерений, которая не ограничена конкретными схемотехническими решениями и обеспечивает результат в различных условиях измерений, т.е. не пропускает появления ПСС в спектре;

• некоторую интегральную меру качества синтезатора по уровню ПСС, не зависящую от рабочего диапазона, насколько это возможно.

Простой график с уровнями ПСС не информативен, так как множество вертикальных линий с существенно различающимися уровнями будет сосредоточено вблизи каждой точки на Х-оси, что делает корректное сравнение графиков затруднительным. Как правило, ПСС любого синтезатора характеризуют одним числом для всего рабочего диапазона, и этого может быть недостаточно для сравнения качества разных синтезаторов.

3.4. О методике измерений вГИК

Для широкополосных синтезаторов измерение БРИК является трудоемкой процедурой. Полагаем, понятно, что чем большее время затрачивается (т.е. шаг перестройки меньше, и соответственно точек больше), тем более точные получаются результаты.

Определим следующие условия измерений:

• рабочий диапазон выходного сигнала по частоте;

• полосу измерений БРИК или максимальную частотную отстройку от центральной частоты, в пределах которой измеряются ПСС;

• сетку частот (выходные частоты синтезатора).

Если в синтезаторе используются делители частоты после октавного ГУН для расширения рабочего диапазона, то в большинстве случаев будет достаточно ограничить диапазон измерений одной верхней октавой, так как нормированные значения БРИК, измеренные на нижних диапазонах, будут теоретически совпадать с полученными из базовой октавы частот. Полоса измерений БРИК не должна быть меньше полосы ФАПЧ, так как ПСС в ней не подавлены петлевым фильтром. Шаг перестройки по частоте должен быть меньше, чем полоса измерений БРИК.

Для получения достоверных измерений важно выбрать смещение так, чтобы частота отстройки ПСС определенного старшего порядка попадала в полосу анализатора спектра при перестройке по частоте с установленным шагом. Если шаг перестройки будет слишком велик, то можно пропустить ПСС, которые окажутся вне полосы пропускания ФАПЧ для заданной центральной частоты.

С другой стороны, измерение может занять много времени при слишком малом шаге по частоте, так что необходимо найти решение, чтобы избежать этой проблемы.

В большинстве случаев центральные частоты кратны 1 МГц, так что корректно будет взять шаг 1 МГц, но со смещением, равным 100 кГц. Таким образом, сформируется частотная сетка 1000.1 1001.1 1002.1... МГц. В итоге ПСС старших порядков не пропускаются, несмотря на достаточно большой шаг перестройки по частоте.

Время, затрачиваемое на измерения, зависит от динамического диапазона измерений БРИК, который в свою очередь определяется значением полосы радиофильтра анализатора спектра.

3.5. О мере чистоты спектра синтезатора по уровню ПСС

В качестве показателя качества чистоты спектра по уровню ПСС может использоваться эмпирическая функция распределения нормированной величины SFDR, которую обозначим ECDF (empirical cumulative distribution function).

Предположим, что получены корректные результаты измерений (т.е. без пропущенных ПСС) в рабочем диапазоне, снятые с определенным шагом.

Сначала необходимо пересчитать уровни ПСС (SFDRi) к одной частоте, например 1 ГГц:

SFDRNi = SFDRi + 20 log fi, (5)

где SFDRNi — нормированный SFDR в дБн, SFDRi - результаты измерений (в дБн) на несущей fj, выраженной в ГГц.

Функция ECDF от нормированного SFDR (SFDRN) может быть выражена следующим образом:

1 N

ECDF(SFDRN) = — ^ a(SFDRN - SFDRNi),

i=1

Где и — функция единичного скачка, а N — суммарное число несущих частот.

График формируется так, что на оси Y откладываются значения вероятности такого случая установки выходной частоты, который сопровождается появлением ПСС и характеризуется значением нормированного уровня SFDR не лучше заданного по оси X.

Так как распределение ПСС в большинстве случаев близко к равномерному, то вероятность появления будет примерно одинакова для всех несущих в пределах рабочих) диапазона.

10

I 61

О X

к о о. 0 ш

0^ 30

.........1 1 ........ -Опорная частота 147 МГц (а) --Опорные частоты 147 и 150 МГц (б) -5 опорн. частот и 40 интервалов (в) i i i i У

-10 опорн. частот и 400 интервалов (г)

в

/ у/

а б г V

------------л

40

50 60 70

SFDRN, дБн

80

90

Рис. 14. Графики зависимостей ECDF для разных рсализиций гибридных синтезаторов частот

S F D R

НРЗхМ-RF: а для фиксированной частоты опорного сигнала 147 МГц, б при работе

S F D R

составляет 10 МГц для обоих случаев, диапазон измерений от 4 до 8 ГГц с шагом 1 МГц, отстройка от кратных мегагерцу частот 100 кГц. Кривые в и г построены для разных алгоритмов выбора опорных частот (частот сравнения) для пары синтезаторов LNO-6xM-RF с DSG-3xM-RF, в первом случае 5 опорных частот, 40 интервалов, во втором 10 опорных

частот, 400 интервалов. Для виг полоса измерения SFDR составляет 1 МГц, диапазон измерений от 6 до 12 ГГц с шагом 1 МГц и смещением 100 кГц.

Рассмотрим пример использования этого графика. Предположим, что есть 1000 выходных частотных точек, расположенных вблизи 2 ГГц. Нужно узнать, как много из них будет иметь уровень ПСС выше — 60 дБн. Согласно (5) 60 дБн SFDR на 2 ГГц соответствует 66 дБн для SFDRN для 1 ГГц. Из графика мы видим, что вероятность обнаружить такой SFDRN составляет около 2% для синтезатора LNO-ЗхМ и 0.8% при включенной опции HPSS. Это означает, что из 1000 точек будет 20 и 8 точек с абсолютной величиной SFDR менее 60 дБн для непосредственно синтезатора и вместе с опцией HPSS соответственно. В случае работы пары синтезаторов LNO-6xM-RF и DSG-3xM-RF и алгоритма с 10 опорными

—60

4. Заключение

Были рассмотрены принципы работы синтезатора частот с ФАПЧ и ЦВС в кольце обратной связи. Описаны преимущества и недостатки, уделено внимание вопросам фазового шума и ПСС. Предложен, обоснован и измерен показатель чистоты спектра по уровню побочных спектральных составляющих.

Литература

1. Vaucher C.S. Architectures for RF Frequency Synthesizers. Dordrecht: Kluwer Academic Publishers. — 2003.

2. Chenakin A. Frequency Synthesizers: Concept to Product. Norwood, MA: Artech House Inc. - 2011.

3. Crook D. Hubrid Synthesizer Tutorial // Microwave Journal. — 2003. — V. 46. — P. 20-38.

4. Rohde U.L., Poddar A.K. Frequency Generation and Synthesis: Cost-effective k, Power-efficient solutions // Microwave Journal. — 2009. — V. 52. — P. 160-184.

5. Kroupa V.F. Direct Digital Frequency Synthesizers. New York: IEEE Press. — 1999.

6. Banerjee D. PLL Performance, Simulation, and Design, Fourth Edition. National Semiconductor. — 2006.

References

1. Vaucher, C.S. Architectures for RF Frequency Synthesizers. Dordrecht: Kluwer Academic Publishers. 2003.

2. Chenakin, A. Frequency Synthesizers: Concept to Product. Norwood, MA: Artech House Inc. 2011.

3. Crook D. Hubrid Synthesizer Tutorial. Microwave Journal. 2003. V. 46. P. 20-38.

4. Rohde, U.L., Poddar, A.K. Frequency Generation and Synthesis: Cost-effective k, Power-efficient solutions. Microwave Journal. 2009. V. 52. P. 160-184.

5. Kroupa, V.F. Direct Digital Frequency Synthesizers. New York: IEEE Press. 1999.

6. Banerjee, D. PLL Performance, Simulation, and Design, Fourth Edition. National Semiconductor. 2006.

Поступим в редакцию 09.02.2015.