Обзорный анализ современных архитектур синтезаторов частот с ФАПЧ Текст научной статьи по специальности «Электротехника, электронная техника, информационные технологии»

УДК 621.396.6

А. С. Кузменков1, А. Е. Поляков2, Л. В. Стрыгин2

Национальный исследовательский университет «МЭИ» Московский физико-технический институт (государственный университет)

Обзорный анализ современных архитектур синтезаторов частот с ФАПЧ

В настоящее время издано большое число научных трудов, профильных монографий, учебных пособий по частотному синтезу. Известны глубокие работы крупных специалистов и ученых [1-5]. Однако обзор трудов показывает, что анализ и сравнение сравнительно новых архитектур синтезаторов частот (СЧ) на основе ФАПЧ на сегодняшний день оставляет большой простор для исследователя. Следует заметить, что разработка и проектирование СЧ является актуальной темой, поскольку практические задачи с применением современных генераторов СВЧ-диапазона требуют постоянного улучшения технических характеристик, расширения функциональных возможностей, снижения габаритов, энергопотребления и конечной стоимости.

В статье приводится краткий вводный материал по СЧ, основные технические ограничения традиционных реализаций синтезаторов, а также анализ и сравнение современных архитектур СЧ, приведенных в открытой отечественной и зарубежной печати.

Ключевые слова: синтезатор частот, архитектура, фазовый шум, время перестройки по частоте.

1. Введение

Исторически СЧ представляли два отдельных класса устройств: аналоговые и цифровые (на основе прямого цифрового синтеза). Появление в прошлом веке импульсного (цифрового) частотно-фазового детектора (ЧФД или PFD — Phase Frequency Detector) не позволяет отнести СЧ на основе ФАПЧ с таким детектором к определенной группе, так как структура синтезатора стала гибридной. В настоящее время среди ЧФД преобладают детекторы со встроенным генератором подкачки заряда (ГПЗ или CP — Charge Pump). ГПЗ формирует импульсы тока, которые интегрируются петлевым фильтром (ПИФ или LF — Loop Filter).

В настоящее время распространена классификация СЧ, в которой их принято разделять на три категории: аналоговые, цифровые и реализованные с ФАПЧ. Известна литература с подробной систематизацией по областям применения, этапам развития СЧ [6].

Основные характеристики и технические параметры современных СЧ широко освещены в литературе [6, 7]. Были описаны СЧ, реализующие строго аналоговые или цифровые методы формирования частотной сетки. Аналоговые СЧ прямого синтеза представляют собой качественное с точки зрения фазового шума, но проблемное в частотном плане устройство, основной недостаток которого — большое количество комбинационных составляющих, генерируемых в смесительных каскадах [7]. В связи с тем, что реализация высокого частотного разрешения в большом частотном диапазоне таким способом представляет очень громоздкое решение, сопряженное с высокой стоимостью, такие структуры используются только для специфических задач. Для сравнительно низкочастотных СЧ, способных формировать качественный сигнал на частотах до 1000 МГц, проще и экономичнее сегодня использовать прямой метод синтеза, реализованный в цифровом вычислительном синтезаторе (ЦВС или DDS — Direct Digital Synthesizer). Один из лучших DDS на сегодняшний день работает с частотой тактирования до 3500 МГц и обеспечивает спектральную плотность мощности (СПМ) фазового шума (ФШ) в одной боковой полосе -139... — 140 дБн/Гц на 1 ГГц при отстройке 10 кГц (далее везде, где пойдет речь о ФШ, будем подразумевать СПМ ФШ в одной боковой полосе). Технические характеристики такого решения: ФШ, свободный от паразитных составляющих динамический диапазон (SFDR — Spurious Free Dynamic

Range) — сравнимы с характеристикам СЧ на основе ФАПЧ аналогичного частотного диапазона, но по таким показателям, как время перестройки частоты и частотное разрешение, DDS лидирует. Достижение максимально возможных характеристик на высоких частотах при умеренной цене элементной базы реализуется с применением СЧ с ФАПЧ, которые представляют косвенный метод синтеза. Структуры простых целочисленных (Integer-N) и дробно-переменных (Fractional-N) СЧ с ФАПЧ широко описаны как в тематической литературе, так и в файлах документации на микросхемы СЧ от ведущих мировых производителей: Analog Devices, Hittite, National Semiconductor и т.д., поэтому лишь кратко напомним идею, заложенную в этих синтезаторах.

2. Целочисленные СЧ

У целочисленного синтезатора (Integer-N), реализованного с ФАПЧ, шаг частотной перестройки совпадает с частотой сравнения ЧФД, которая формируется делителем генератора опорной частоты (ГОЧ или REF — Reference Frequency). Обеспечение высокого частотного разрешения, например 100 Гц, в таких СЧ потребует существенного увеличения величины цифрового делителя частоты N в петле ФАПЧ. При этом условии ФШ возрастает на величину от 10log(W) до 20log(W) дБ, а также увеличивается время захвата частоты, что делает такой способ достижения малого шага перестройки малополезным для практического использования. Таким образом, типичные Integer-N СЧ не позволяют обеспечить повышенных требований к высокому частотному разрешению, быстрой перестройке частот и низким ФШ по сравнению с аналоговыми синтезаторами, что делает такую архитектуру малопригодной для использования в широком круге современных практических задач. Поскольку ФШ выходного сигнала в полосе ФАПЧ сильно зависит от коэффициента передачи по фазе СЧ (определяющегося в основном величиной петлевого коэффициента деления), его стараются уменьшить. Основной способ устранения этого недостатка — реализация многопетлевых ФАПЧ и применение дробных делителей частоты (Fractional-N, DDS).

3. СЧ с дробными делителями частоты

Для реализации малого шага перестройки, до единиц герц и ниже, предложены архитектуры с дробными коэффициентами деления (Fractional-N) в обратной связи петли ФАПЧ. Дробное деление обеспечивается, как правило, с помощью ХД-модуляторов, благодаря которым коэффициент делителя псевдослучайно «переключается» между значениями N, N + 1 N — 1, N + 2 ... так, чтобы в среднем значение петлевого делителя N было равно заданному дробному числу, а частота сравнения была бы достаточно высокой [8]. Другим делителем частоты является DDS, позволяющий получить необходимую частоту с очень

малым шагом перестройки. Выходная частота DDS определяется следующим выражением:

Fdds = ^•FoiK,

где FTW — управляющая двоичная последовательность, п — разрядность фазового аккумулятора, Fclk — частота тактирования DDS.

Спектр выходного сигнала СЧ с DDS и Fractional-N СЧ, управляемый ХД-модуляторами (далее везде Fractional-N СЧ), содержит побочные (паразитные) спектральные составляющие (ПСС) (spurs). В DDS они представляют собой гармоники выходного сигнала и интермодуляционные производные, а их частотное расположение описывается выражением, справедливым также для смесителя [9]:

fsPUR = ±mfcLK ± nfuDS.

В Fractional-N СЧ ПСС обусловлены импульсами тока на выходе ЧФД, формирующими в спектре низкочастотные гармоники. Образование ПСС в таких СЧ упрощенно поясняется на рис. 1, где представлены временные диаграммы импульсов тока ЧФД и спектры.

к

к —U

lb.

■м.

Рис. 1. Импульсы тока ЧФД и соответствующие им спектры

Очевидно, что вследствие генерации ЧФД-импульсов разной периодичности, в низкочастотной области спектра формируются ПСС, попадающие в полосу ПИФ. Уровень ПСС в таких СЧ сильно зависит от кратности деления частоты. Общая рекомендация по уменыне-ниюПСС для RHctional-МСЧзаключается вформировании большого знаменателядроби, равной отношению fout/fin [Ю]. В решениях с применением DDS можно фильтровать и уменьшать уровень ПСС делением на выходе каскада, образованного DDS и смесителем [9], а также менять частоту тактирования для получения благоприятной кратности частот. Основные различия между СЧ с DDS и Fractional-N СЧ заключаются в том, что для первого характерны более высокое быстродействие и частотное разрешение, но в среднем по ФШ СЧ с DDS уступает Fractional-N СЧ. Выигрыш по шумам Fractional-N СЧ сопровождается несколькими недостатками. Во-первых, при больших коэффициентах деления широкая полоса ФАПЧ может захватывать ложные целочисленные частоты, во-вторых, ПСС, генерируемые в ЧФД из-за переменного коэффициента деления, устранить простыми способами не представляется возможным, а встроенные в микросхему аппаратные методы подавления ситуацию улучшают несущественно. В среднем СЧ с DDS обеспечивают более широкий SFDR по сравнению с Fractional-N СЧ за счет высокой разрядности ЦАП. Основной недостаток гибридных структур СЧ с DDS заключается в ПСС, возникающих при выходной частоте, образующей «неудачную» кратность к частоте тактирования. Следует также отметить частое завышение величины SFDR в технических характеристиках как на микросхемы DDS, так и на Fractional-N делители.

4. Актуальные требования к высококачественным СЧ

Приведем ограничения для отбора архитектур СЧ на ФАПЧ, обеспечивающих высокие показатели качества, свойственные лучшей коммерческой продукции.

• Малый шаг перестройки (единицы Гц);

• Широкий (октавный) диапазон выходных частот;

• Низкий уровень фазового шума;

• Быстрое время перестройки частоты в широком частотном диапазоне.

Заметим, что среди производителей генераторов, управляемых по частоте напряжением (ГУН или VCO — Voltage-controlled oscillator), идет конкурентная борьба за шумовые децибелы в продукции октавного диапазона СВЧ, поскольку получение высоких характеристик позволит занять нишу рынка дорогостоящих приборов, например генераторов на основе железо-иттриевого граната (ЖИГ или YIG — Yttrium-iron garnet). В связи с этим интерес для обсуждения представляют СЧ с октавными ГУН, а все структуры, реализующие узкий диапазон частотной перестройки, остаются за пределами обзорного материала.

В настоящее время основным показательным рубежом, отделяющим СЧ высшего класса в диапазоне частот до 10 ГГц от остальной продукции, является уровень ФШ выходного сигнала -125 ... — 135 дБн/Гц на несущей 1 ГГц при отстройке 10 кГц. ФШ широкополосного СЧ на произвольных частотах должен быть приблизительно таким, как при пересчете через идеальныйумножительилиделитель. Дляприближенной оценки ФШвполосе ФАПЧ напроизволжнойчастоте исполлзтежно следующаяформулв:

= ¿ря.ш + 20 ко О^Р) ,

где / — частттл,нб котортюпересчляогоууосо шум, Ьд^лс — ФШ нж втсуще^х^^тг^оте 1 ГГц. Погрештсерифоемуиы т^в^^деяо^еттр шумовыми рзраметррми эломентовСЧ.

Принятоооитать,чтясигналы спокизателеу СПМФШ —133 .. . — 135 дБн/Гцииоже на несущей 1ГГц птт /елоройке ЙбкГцтОтудамт спеитоалтнойчисв/оой инструментального класса.

Лучшие коммерческие СЧ также отличает быстрое время перестройки по частоте, которое обычно составляет единицы миллисекундименьше.

Очевидно, что для создания таких СЧ требуется лучшая на сегодня элементная база, однако низкие уряоти ФШвдиаи азв/нсдоССМЫИ ГГц, свойственныт овтроЛ/етам цысшего класса, можнопелучииобездорогоствящих ЖИГ лсжосапфировыхи д^гих малорас-пространенныхген^уторо^уменьш/ющиц экcплyби/оиoнеыcoбщeтexнииеокиeлapaмeт-ры ycтpoИоияо. Клютииктажимрешеипямявлслтсясозденис рродуманныл аохитектур СЧ на ГУНтя,! обь/синением частотных возможностей дpвбтыxдeлоуооeИч)гвoтыи высокого каозс/ио поФСЭ1 цглоеиcеоннoгo СЧ рФА ПЧ.Реализаииятщитоленопрооаботан-ного решткроооолрляуо дот/оме т01С0ких кемночееких xapуоуcpиcтисбeз еепользования специфическойэлбментной бюзы.Поелодующий обзорнушенвлизпосилщенархиттктурам генераторто-тинтизатернойи^дукци^реахизующ^ улшор иозиучениотехничэохивпара-метров.

5. Совремймныеархиттктуры СЧ элт ДОАПЧ 5.1. Клокадны ймносопцюлтвоИ СЧ

REF

-N=BxP + А

Рис. 2. Архитектура СЧ, реализованная в семействе генераторов SG380 SRSYS

Наиболее близкой к традиционным Integer-N СЧ является архитектура, предложенная компанией Stanford Research Systems (SRSYS), США (рис. 2) [11]. Семейство генераторов SG380 реализует метод дробно-рациональной аппроксимации частот (Rational Approximation Frequency Synthesis). Идея метода заключается в подборе минимально возможных делителей частоты ГОЧ и частоты ГУ На так, чтобы ошибка аппроксимации могла быть устранена за счет высокоточной перестройки опорной частоты, сформированной на

основе ФАПЧ. Таким образом обеспечивается высокое частотное разрешение и выигрыш по уровню ФШ по сравнению с Integer-N СЧ.

Весь СЧ образуют последовательно соединенные три каскада колец ФАПЧ. Первая ФАПЧ формирует низкочастотный сигнал с очень высоким частотным разрешением за счет DDS с высокой разрядностью фазового аккумулятора. Выходной сигнал перестраивается в интервале 18.181 МГц±1818.1 Гц (±100 ррт). Узкая полоса первой ФАПЧ и качественный узкополосный ГУН позволяют реализовать низкие уровни ФШ.

Вторая петля ФАПЧ SG380 представляет целочисленный умножитель частоты на 11 и формирует узкий диапазон частотной перестройки с центром 200 МГц. Третья ФАПЧ формирует произвольную высокую выходную частоту с использованием дробно-рациональной аппроксимации. Поясним суть этого метода на примере.

Integer-N СЧ имеет опорную частоту 10 МГц, а сформировать должен 132.86 МГц. Очевидно, что при этом делитель опорной частоты R должен быть установлен в 1000, а делитель в петле ФАПЧ N в 13 286. Предположим, что опорная частота может перестраиваться, и выберем при этом R = 7, N = 93. Тогда после захвата выходная частота будет равна fout = N ■ fref /R = 132.857142 МГц, ошибка при этом составляет +21.505 ррт. Увеличение опорной частоты на +21.505 ррт, т.е. до величины 10000215.05 Гц, даст точное значение выходной частоты 132.86 МГц. Выигрыш по ФШ в полосе ФАПЧ при этом

(7 \ /13286 \

I + 20 ■ log ( ——— j = 21.5 дБ.

Предложенная схема СЧ работает с переменной частотой сравнения третьей ФАПЧ. При фиксированном коэффициенте деления во второй ФАПЧ среднее значение частоты сравнения составляет 9.79 МГц, а в худшем случае 400 кГц. С учетом реализации перестройки выходной частоты второй ФАПЧ среднее значение частоты сравнения составляет 12.94 МГц, а в худшем случае — 2.35 МГц.

Обобщенная запись выходной частоты СЧ представляется в следующем виде:

FWT N N

four = fcLK 2п ■ 11 ■ = fDDS ■11 ■

Отметим недостатки такого способа реализации СЧ.

Использование трех ФАПЧ существенно увеличивает время перестройки по частоте. В технических характеристиках для генераторов SRSYS серии SG380 время перестройки специфицируется 8 мс (с точностью 1 ррт), что для некоторых практических применений СЧ достаточно много.

По уровню ФШ достигнуты значения -111... — 112 дБн/Гц на 1 ГГц при отстройке 10 кГц, причем не отмечены значения ФШ при худшем случае, соответствующем низкой частоте сравнения. С учетом приведенных ранее числовых значений характеристик лучших СЧ становится ясно, что уровень ФШ в данном случае на 20 дБ больше, чем у устройств высшего класса. Очевидно, что этот генератор представляет устройства средней категории.

Как видно из обзора архитектуры, предложенное решение обладает только одним явным преимуществом по сравнению с традиционными Integer-N СЧ — уровнем ФШ. Принципиальным недостатком такой реализации СЧ является большой коэффициент передачи фазы ГОЧ в третьей ФАПЧ вследствие использования целочисленных делителей частоты.

5.2. Fractional-N СЧ с переносом частоты и умножением

Достаточно интересный для практических приложений генератор сигналов APSIN6000 предлагает компания AnaPico, Швейцария [12]. Особенность такого СЧ в том, что высокое частотное разрешение (1 мГц) достигается не за счет DDS, а с помощью дробных делителей частоты (FRAC). Следует ожидать, что в современных модификациях APSIN6010 используется та же структура.

<— Га.

Б\Л/ <— Гл.

Гл.

Рис. 3. Архитектура СЧ, реализованная в семействе генераторов АРБШЗООО, АРБШбООО АпаРшо

Как иимно яется1Ла<й юпойЫ

СЧ с дополниоальными преоЛранованиями выходнооосрод аыа : улможынием.

Исхтожаятссоота! ОоМГцфолмирлотся

ацаиот в^ао^негоГР^хГ. йасч еосменителя диаяазот синтезируемых частот расширяется вниз до 9 кГц. Умножитель М2 формирует колебания верхнего частотного диапазона СЧ с ожидаемым ухудшением ФШ на 20 ■ log(M2) дБ. Непосредственно частотная перестройка ГУ На перекрывает середину частотного ин-тырвацавыходлолн сярнана.В але ле уктзаыачасаота

на маж^Е^оароааця(^>^ита>: яан зас^^т емоожлоеляГОЧ iРС1 частспр срааления стгнмвля-ра нобольшегднол-двухготен М Гкотоявлсоаслноссаодолпределом длм С агйо]^^1^]Ж ЫЧ.Схомоаоспреднленнойчастотний гармотро

выходного сигнала до значений -30 ... — 35 дБн. Диапазонное усиление и фильтрация используются во всех октавных синтезаторах и представляют интерес только с практической точыязй есоя.

МГобщеннрюзонрлттылодеойчрстотыСЧ можно преяттавить в следующем виде:

, , N {М1} , {М1} _ , N {М1}

1оиТ — \ 1КЕР-Г"^--/ДВЕ г „1 ; /ДЕВ

{Щ

{Щ

{Щ

м2;,

где фигурные скобки указывают на выбор частоты, операции умножения или деления.

Как и для предыдущей структуры СЧ, у этой реализации имеется несколько недостатков. Несмотря на тщательно продуманный алгоритм управления и увеличенную степень свободы формирования частот за счет использования двух делителей и умножителей, заявление отднтооеопеоора пч нерормоническим ПСС! в —60 cБцтясалeтэкепennмоямaзnыыл рарыерки. Kanолпpeдыа;цщeмcлyчae.oлнocеоальсо аыыьшой коэффициент фоые СОЧ ырlжзаoтяотдоcтопь нилких золвший СПМФШ ванлоцеФАНЖС—130 дБитЯц иниоеОчто свойтноенно веер! однопсалевымтхемам.

Преимуществаэтой структуры СЧпо сравнениюспредыдущей — этомалое времп эерентройк ип очастоте ^Мт^с)мс^равситтлрнрннзп ийФШвытодттгостгнала, д осабннутый зп пофтзеНОЧ. Мтохническкн стутксерйстикйг

сообщается о ФШ -127... —128 дБн/Гц на несущей 1 ГГц при отстройке 10 кГц. В данном случае видно, что полученные количественные характеристики дробно-переменного СЧ с переносом и умножением, вероятно, близки к предельным для архитектур, реализующих 1ртайтот1-]чкаЧ.Токимнбтазом,генератсрлРБШбМО отАпаРктоанлотную триблизился т рубежу оои°тнов высшегонтссса и йвляеыся отлокным предотаэителем з^сяуэпстн кавмгорто.

5.3. Гибридный СЧс Е^138в коттуре обратнойсвябо

Несмотря нaяocзсэтпйсcнсжуию для разработчпказсдану по создаоиюкачестзен-ного СЧ, отечественным производителем был реализован конкурентоспособный прибор. Генератор ЗС8-НР01М был спроектирован в ООО «Адвантех», Москва [13]. Для достижения высокого частотного разрешения БОБ был включен в состав петлевого делителя ФАПЧ.

Рис. 4. Архитектура СЧ, реализованная в генераторе SG8-HP01M ООО «Адвантех»

По структуреоднопетлевого С Ч (риу.4)видно,чтоГУН позволяет сформыроватуча-стотыгтыуодного сигптои в тктхтуомдпаплзоит, а бвеееевзкие чауооыысформпровагьаа счетвыходного прогрыммпруемтсодолетелясболошпмкоэффициеттом утления.РУВУ т пстие ФАПЧпеиоутиароыетсяоык, втоезочастотатоктивоуанис менясустох 504 Мтудо ХуЛидамыходотя частота сохраняется постоянной.

Частотная сетка выххдуогоеогролав

, 8 ■ 248 ,

J OUT = к м ■ JREF,

где выходной делитель К = 2w принимает значения от 1 до 210, Jref — опорная частота, ЛтДоу зада о ае мууцешовв двоитзонс [Mmjn, Mmax], границы ко т^уоызада1^1^1(;^е^со^дю^ум выражени ем:

м = 248 /REF [Hz]

lvlmin = 2 ■ iq9 ,

^max — 2 ■ ^^min.

Слзуеет зомвтить,чттиеиыллзоодоитВы0 именно веольце ФцПЧиозвояяет илбежагь некоторыхтауо.шенкй техеичезких характертотрк. Во-хуруых,при исиолазоваетт DDS л лтчестведоыбного о,есруеоячастоеылУНо реаеизуеотя милый шaгыcтоыоыкевыиoлнoй тазаооыи уменылтттср ве^ехд]^^с^тсте^у^о^ито еосевтезауеопвыстевй члзтотысраыес-ния.Во- вттоигт, yпcющaeтcпиeaлизтые4тpaктaГOЧ,твxоможио испольеованиовнешиеур опорнтео венератораечдоттуами отЗО доОДс МГт бет доеретет^.^^нпс ФАПЧ.

Оцевео удпвняЫШдоитоизвялтн ой частоте можно сделать точнее, чем в предыдущих схемах СЧ, поскольку известно, что частота сравнения постоянная, а на входе DDS сигнал с частотой от 500 до 1000 МГц.

Отметим недостатки рассматриваемой архитектуры. За счет однозначной связи выходной частоты и частоты сравнения невозможно менять управляющую двоичную последовательность БОБ без нарушения частотной сетки, следовательно, нельзя уйти от «неудачной» кратности частот и, соотБетственно,негармонических составляющих.Это подтверждается тем,что втехническннхарастеристикая °тазнн ннокеньнеоармдоряесяох ноставлнющтх —50 вНнв томтсе 2 МГвг^на^^юд^^о^'^и влд^о^хн°гос^гнх^^ооа^^1^е^е0 дБм.Дoлтлндоельнaч сбросе п^нкра'^с^рк^оовд^^лению негармонических ПСС позволяет улучшить этот показа-телт^п^с^/^^яноротОЯо^т>ЗОтБ. Bеeocнкте лежит исдоитзаванитдтул ГОЮ, пяаетеючеент тюй^^о ктто рыми вып(^.^няет^ат;^^з^с^ьг^т^т^ескн.

Питогсoдиквьогeлеpaтoвoт еодЯщеото ФИО в —120. .. — 121дБн/Гц нз 1 ГГц чвт очстройкеЮ нго,чтолярaквтадрyeтпpибopелсдяeгoоpягca.плвpeмадврepeнлючeооя дь<IтoтдлcтигюотвыеoкийпoкaзaталпеocосвннющдрБ.OяЬ.Oмcо pяжимевнeшнeгяyпpев-ленио. Исоодя из! ^^хонт^!^!^]^;.^ эксплуатячнонныллвнкдасюнехикееоepaоopоSGУ-HP01M можно заключить, что, несмотря на не самые низкие уровни ФШ, отечественный прибор представляет достойный, конкурентный аналог зарубежных генераторов среднего класса.

5.4. Малошумящий СЧ с переключением контуров обратной связи

Интересным с точки зрения реализации является СЧ, описанный в патенте США №7701299, а также в статье [14]. Автор патента Александр Ченакин, а правообладателем нвляeкхакoмпaнсд Р°Ь8С МеШнДяс^СП^Примечателы4 ЧТО В

ледк cpaвнтюдвCПMФШнaоеяyщечеO ГГцдлокыходнчео сяхншюФАПЧ,поочередео замкнуеойчорез о6ычиыйи дoяолниоелтлеIйPOнтнpоЯpaогоИcвхти.

ApлнтднтйpaJ пйодвтaвлeюояа таким., пpeдcттхпнадcoTьй СЧоа ФАПЧ с доеол-нитяетрош ко нонpoмo0чaтнoй евязо г вД^с^]эмивовамчымизоояио елей лтртоты (.01 — А), л мн ож итечой сасьтры (С1 — Сь) н с м есителей {М\ — М^). Bcьомоп р едут от реп о переклп^^^-ние контуров обратной связи за счет разветвителя мощности (РБ) и переключателя линий

(твчт).

Рис. 5. Структура малошумящего СЧ с переключением контуров обратной связи ФАПЧ

Первичный захват частоты происходит при работе стандартной петли ФАПЧ. Одновременно с работой ФАПЧ алгоритм управления формирует параметры дополнительного контура обратной связи так, чтобы выполнялось следующее выражение:

N = (А А ... А-1 АС, ± АА... А-1Сг-1 ± ААС2 ± АС1 ± 1).

Далее осуществляется переключение каскадов обратной связи и петлевых фильтров, з ахват частоты повторяется.

Нар ис.бпоказан графив, хтрактеоизующийппсщесс перектюченияоаскот [05]. Макни метьткевеыыяпе рвклюнтноачавто иектавн ойве-

рестаойке,а у1^а^^ннывн иже грофикд оки^чн^^гюки<^В^вп ваогнакуюситуат ив^.(Иле;^ч^ст обратить внимание на момент переключения колец ФАПЧ. Этот временной рубеж отделяет устойчивый колебательный процесс установления частоты [10] от монотонно устойчивого, осощеатвлякмогоза соат пенаиоса выхооооПчактот ы.

Switch Time @ 10.2 GHz

lÜ/26^009 2:53 РМ

к / \

/ Л/^ \ íl

-Пер >eKj пючен —— ие ка< :ка ДО! 3

r-^J- X

£

1 Sfl'

loa 110 120 1Э0 110 150 ISO 170 Tkne(uS)

SERIAL NUMBER

10011

71,1

Ри с. б.Визуализацияпроцесса пе^р^естрс^г^в^и ^^шты

Малошумящие свойства этоаСЧприоТяетаетчрвв кыииениидополнияельаыгос—еси-тельаоао контяна рбраттрйсвязи.Вэтям случяаоыполнпртся i^eaa^^^K^i^^e, с уеиеносаШ ЧФД. Кпэффициеачпередачв по фззеотпходыЧФДна аыиодахер ы ^фет уменьшунпс сравнению с традиционной ФАПЧ, и ФШ выходного сигнала станет определяться в основном качеством ГОЧ, ЧФД и исполнением смесительного контура обратной связи. Таким обрарпм,чьстотнаясеспа реализуеяса,соуиой сйорвйя1,зтсуотрслания опорнотчасао-тыртрппоПречочисреийычре тителяй, асдр е ой — за счет: умножтнийисрпщтцуявнаа иастетыац Нд.СамыйТзуьшоУ нпдосяатот орхир скй уры,соаояЩи й под бозылне соане-ние целесообразность реализации такой схемы для малого шага по частоте, — это большое число негармонических составляющих. Частоты комбинационных гармоник от каждого смесительного каскада определяются следующим выражением:

Pmix = ±m fRF ± п/те,

где fRF — частота сигнала, ¡lo ~ частота гетеродина. На основе приведенной схемы для заждогс среритеая Mi выраженит дли копрйчачрснныхчаптоупреобр азйетаяз ылеиую-гцемувиду:

fUnix = ±mFoN ± nF0DlD—..D— D,(B¿,

тде Ый — я.

А с учетом оого, чео все коэффиц иенты целые, частоты комбинационных гармоник будут кратны частоте сравнения FqQ:

f™X = kF0.

Из этсео следует,что строитьпо такой структпревыгсокое чаоеотеое разрешениенепрак-тронт,поскольку ыменаокготым синтеза-

тором.

Еще одной технической сложностью, возникающей при практической реализации СЧ по этой свеме, ывляется коммутированиекктлевк1кУыипетров. Обетпеоенее устойчитвстр зкхоатачастоты одновременно для стандартной ФАПЧ и для схемы со смесительными каскадами возможно реализовать только с разными петлевыми фильтрами.

Графики СИМ ФШ, приведенные в тексте патента (рис. 7), показывают выигрыш при искыльзовениикепепооы чнытокыГУ Навииы пысетвнеки юс (^быи^с^ёФ АПЧ.Внп^кш слыиоепн ст<тгаыыл01-43дБ овБ ГЫц^иот^ст^с^Кее 1СкКк-

Phase Noise at 10 GHz Output

N

X "5 ffl

■Q

®

ю О

г

V

(ft га

-20 -30 -40 -50 -60 -70 -80 -90 -100 -110 -120 -130 -140 -150 -160

........... I

\

I

I

/US

710

/

5

100

1,000 10,000 100,000

Offset Frequency, Hz

1,000,000

10,000.000

Рис. 7.СПМ ФШприиспользовании обычногоконтураФАПЧ(705) исмесительного контура обратной связи (710) на 10 ГГц

Приведенная структура СЧ является заслуживающим внимания примером реализа-циицелочеслеппогосинтсзето^. ыдея,ымложвппая выор^туру такогы СХС, ирндстквияет еyщeоивeнпыKпpгптвчecкеKывтеpec,прекрльипкеключeнеeт,ыыоия иастооыв кннтпе6 оррапной связиявыкеття едтыствеоным споктбо м cвщгcткeнпгyмeлыниетттэффилиeит передачи но фазе для ЧФД и ГОЧ. Вследствие этого ФШ выходного сигнала в полосе Фык[Ч бмдeиепpгдeлетьcивыpaитертстмкымп ЧФД и ГОЧ. В п ридельном ст^чаеэкыт спн-тезатпыоыб от аек^^кидеош^^!^ умнoжикcль чaетoиоICковнeлиы,a ФШкыхокеогыеигоало в^мото ФАы^Ч Ьотк( Роит) прибккженно oпснивкcтcыно фопмоле

Ltpfd = 10 ■ log I 10

Lpfm{Fçqm)

Ю +10

Lrtf(Fcom 3 h

Роит(РоитЗ = Ртррв + 20 ■ ■

Здесь Рсом — частота сравнвния, Ьрррр> — общий ФШ в полосе ФАПЧ, приведенный ковходу ЧФД, Ьррр(Рсом) — ФШ ЧФД на частоте сравнения, Ррер(Рсом) _ ФШ ГОЧ па частоте сравнения, Роит — чнстота выходного сигнала.

5.5. Малошумящий СЧ со смещением частоты в контуре обратной связи ФАПЧ

Ряд статей сотрудников компании Phase Matrix, Inc. [13-15] и патент США дают сделать предположение обархитектуреС Чна ФАПЧ, представляющейодноизвысококачествен-ных решени6. В неа ртализуется высокое отношениекехническоххарактертетт к к цене. Отметим, тто с есенних привндетня значенисФШ нч 3°0 ГГц, кознрос составляем —122 дБн/Гц гбиoтотpoЧрeб О кГц.При 1^^^ете^1брте1Дйлении i^a 30]ис^^ект^м1^(^тниьпс и пре-образовонеЕУ^нстат'т^р^ута^хз саруксиры Сзсто]ро^^ монет зостреееъ Х-4 тБ), на 1Гб ц при отстройкеЮкГц ФШ сосиовляет —138 дБст^. Подриркнем^бопрбводенпая ри рис. 8 архитекхткатнеявляется ,рсчткт^^^о^о иоaл]зиoвнннpы е еродукциикомпанииРтаврМаШх, Inc., но стсчкч ниогия арторовз аключаес в сеПо идею слзданио епескокачестчетного СЧ. Можно перчзатб , чтcтслькocиcпoльзовaниeмптинотг айваемаго птчкстотесбтрала гетеродина о мептрглявкуньцр о^асн^свяат ФАПЧ мтжсо вытокис оч етсгий ФШ, частотнасс разрешеныи Pгиeтpoмзйнypнoлoгичннcтби умеренной стоимости.

Рис. 8. Структура малошумящего СЧ со смещением частоты в контуре ФАПЧ

РаботацелочисленнойФАПЧ,реали зующейвданнойсхемегетеродин с большим ча-стотнымшагоо1,была рассмоерен авыш е (оп орная ФЛПЧ) . ЧасеотныЦшанопонпойФАПЧ при умереналй сложности с^ештельшй трактаоЛе атной свяег можетлоставлноо5С0 МГц, 1 ГГц или 2 ГГц для частот до 10-20 ГГц. Подчеркнем, что качество с точки зрения ФШ этой части архитектуры будет определяться характеристиками ЧФД, ГОЧ и качеством реализации смесительных каскадов обратной связи.

Значение умножителя в верхней ФАПЧ с БОБ (заполняющей ФАПЧ) оправдано только в том случае, если опорная ФАПЧ также будет использоваться для других СЧ, реализованных на основе октавных ГУНов с верхней частотой перестройки, в два или три раза большей.

Идея создания малошумящего СЧ по данной структуре базируется на свойстве смесителя переносить почти без изменений ФШ наихудшего источника при большой разнице СПМ ФШ сигналов на его входах. Таким образом, можно формировать густую сетку частот в нешироком диапазоне частот за счет БОБ в заполняющей ФАПЧ и в то же время обеспе-

чить низкий ФШ за счет существенного снижения коэффициента передачи по фазе ГОЧ и ЧФД в опорной ФАПЧ. Полное перекрытие частотного диапазона с малым шагом при этой схеме реализуется за счет перестройки опорной ФАПЧ. С учетом возможностей современной элементной базы уровни ФШ выходного колебания будет определяться качеством реализации опорной ФАПЧ.

При такой архитектуре нетривиальной задачей становится оптимизация быстродействия и выбор элементной базы для реализации опорной ФАПЧ для обеспечения максимального отношения технических характеристик прибора к совокупности сложности и стоимости.

6. Заключение

Обзор совокупности показателей всех рассмотренных инструментов (табл. 1) позволяет заметить, что высокими техническими характеристиками обладают три прибора: AnaPico APSIN6010, Advantex SG8, Phase Matrix FSW-0010. Отметим, что Phase Matrix FSW-0010 является СЧ и по эксплуатационным характеристикам уступает полноценным генераторам. Приведенные выше инструменты обладают хорошим соотношением характеристик к цене.

Таблица 1

Характеристики приборов

Прибор Частотный диапазон ФШ на 1 ГГц @ 10 кГц, дБн/Гц М акси м ал ьн ая выходная мощность, dBm Время перестройки по частоте Цена базовой комплектации, у.е.

Генератор SRSYS SG364 1 МГц 0 ГГц -112 ... - 113 +16.5 8 мс 4000

Генератор AnaPico APSIN6010 9 кГц-6.1 ГГц -127... - 128 +16 (F < 5 GHz), +13 (F > 5 GHz) 200 мкс 8000

Генератор Advantex SG8 4 МГц К ГГц -119... - 120 +28 2.5-4.5 мс 5680

Синтезатор частот Phase Matrix FSW-0010 0.5-10 ГГц -133 ... - 138 +15 1 мс 6500

Проведенный обзор не открывает многих тонкостей архитектур СЧ, что связано с недостатком технических подробностей в источниках. Однако, по рассмотренным архитектурам можно провести численный анализ и оценить их максимальные возможности, что и предполагается сделать в последующих публикациях.

Литература

1. Rohde U. Digital PLL Synthesizers: Design and Applications. — New York: Prentice Hall, 1983.

2. Kroupa V. Direct Digital Frequency Synthesizers. — New York: IEEE Press, 1999.

3. Best R. Phase-Locked Loops: Design, Simulation, and Applications. Fifth Edition. — New York: McGraw-Hill, 2003.

4. Kroupa V. Phase Lock Loops and Frequensv Synthesis. — Chichestes: John Wiley k, Sons Ltd., 2003.

5. Vaucher С. Architectures for RF Frequency Synthesizers. — Dordrecht: Kluwer Academic Publishers, 2003.

6. Ямпурин Н.П. и dp. Формирование прецизионных частот сигналов. — Нижний Новгород: НГТУ, 2003.

7. Ченакин А. Частотный синтез: текущие решения и новые тенденции // Электроника: Наука, Технология, Бизнес. — 2008. — № 1. — С. 92-97.

8. Майская В. Когда часть лучше целого // Электроника: Наука, Технология, Бизнес. — 2002. - № 5. - С. 10-16.

9. Chenakin A. Frequency Synthesizers: Concept to Product. — Norwood: Artech house, 2011.

10. Banerjee D. PLL Performance, Simulation and Design. 4th Edition. [Электронный ресурс] — http://wwwvl .national.com / assets / en/boards / deansbook4.pdf

11. RF Signal Generators SG380 Series. User Manual. [Электронный ресурс] — http: / / www.thinksrs.com / downloads/PDFs/Manuals / SG380m.pdf

12. Portable 6.4 GHz RF Signal Generator // Microwave Journal. — 2004. — V. 52, N 5. -P. 236-241.

13. Генератор сигналов SG8-HP01M, SG8-HPSS01M. Технические характеристики. [Электронный ресурс] — http://advantex-rf.com/Downloads/SG8_Manual_en.pdf

14. Chenakin A., Ojha S., Nediyanchath S. А 26.5 GHz PLL Synthesizer with Low Phase Noise Characteristics // Microwave Conference Proceedings (APMC), Asia-Pacific. — 2011. — P. 1210-1213.

15. Ченакин А. Современное состояние и пути развития синтезаторов частот СВЧ-диапазона. [Электронный ресурс] — http://www.radiocomp.ru/joom/images/storage/photos/pm_pres/Chenakin_synth.ppt

16. Chenakin A., Ojha S., Sihra I. An Innovative Approach in the Design of Fast-Switching Microwave Synthesizers 11 AUTOTESTCON IEEE. - 2009. - P. 60-63.

Поступила в редакцию 12.10.2012.