CC BY
38
ПРИБОРОСТРОЕНИЕ
УДК 621.374.4 М.С. Гусейнов, З.Н. Мирзаев
ШИРОКОПОЛОСНЫЙ БАЛАНСНЫЙ УМНОЖИТЕЛЬ ЧАСТОТЫ НА СВЯЗАННЫХ МИКРОПОЛОСКОВЫХ ЛИНИЯХ ПЕРЕДАЧИ
Представлены результаты расчета и экспериментального исследования широкополосного умножителя частоты (УЧ) на связанных микрополосковых линиях передачи в верхней части дециметрового диапазона. Расчет характеристик балансного умножителя частоты основан на использовании матричного метода расчета нелинейной цепи, предложенного в работе [2]. Данная методика позволяет разрабатывать высокоэффективные широкополосные УЧ, отличающиеся как простотой конструкции, так и удобством в настройке.
Ключевые слова: балансный умножитель частоты, связанные микрополосковые линии
В задачах по разработке элементов радиопередающих трактов все большее значение приобретают различные умножители частоты. Известные достоинства УЧ на диодах с накоплением заряда (ДНЗ) и диодах с эффектом смыкания перехода (ЭСП) [1] заставляют все интенсивнее работать над внедрением этих умножителей в разработках. Однако довольно часто такие умножители не удовлетворяют разработчика из-за недостаточного уровня выходной мощности.
Для решения этой проблемы, помимо традиционных схем сложения, можно использовать балансные схемы умножения, которые позволяют поднять уровень выходной мощности в 2 раза. Преимущества этих схем особенно ощутимы при конструировании широкополосных трактов, где использование балансной схемы умножения значительно расширяет полосу пропускания УЧ.
Расчет балансного умножителя частоты на связанных полосковых линиях передачи рассматривался в [2], но при этом не было учтено взаимное влияние входной и выходной цепей, а предложенные формулы аналитического расчета громоздки и не всегда удобны в инженерной практике.
В связи с широким использованием в последние годы гибридных интегральных схем (ГИС), обладающих известными преимуществами, возникает необходимость расчета балансных УЧ на микрополосковых линиях передачи (МПЛ). Задачу расчета балансного умножителя частоты на связанных МПЛ с учетом взаимного влияния входной и выходной цепей, разности фазовых скоростей четного и нечетного типов волн, а также исследование свойств умножителя в полосе частот можно эффективно решить лишь с привлечением ЭВМ.
Расчет балансного умножителя частоты можно провести двумя путями: 1-рассчитывая непосредственно его амплитудно-частотную характеристику (АЧХ); 2-находя условия балансного режима. И тот, и другой путь приводят к одному и тому же максимальному коэффициенту преобразования умножителя частоты ■ .1, но для решения задачи по первому пути требуется проводить громоздкие вычисления по нахождению токов первой и второй гармоник на плечах балансного трансформатора. Во втором же случае задача значительно упрощается. Поэтому далее рассматривается метод расчета, основанный на условии обеспечения балансного режима УЧ [2].
Для выполнения расчета умножителя по функции балансного режима необходимо схему умножителя частоты с использованием балансного трансформатора представить в виде конструкции на связанных МПЛ (рис.1). Участок связанных микрополосковых линий геометрической длиной Ь, подстроечный шлейф длиной Ь4 и шириной W4 с сопротивлением нагрузки 2н можно разбить на каскадно-соединенные элементы: отрезок связанной линии передачи геометрической длиной Ь/2 (отрезок I), сопротивление нагрузки 2н и отрезок II
длиной L/2, а для расчета использовать А-матрицу. Запишем матрицы коэффициентов передачи отрезков I, II связанных линий передачи и нагрузки. Для отрезков I и II можно записать [3].
Рис. 1. Схема умножителя частоты на связанных линиях передачи
[Ab =
all
ö21 ö31 ö41
a!2 a22 ö32 ö42
Ö13 ö23 ö33 ö43
Ö14 ö24 ö34 ö44
(1)
где
a11 = a22 = a33 = a44 a12 = a21 = a34 = a43 al3 = a24 = i -
a14 = a23 = i a31 = a42 = i a32 = a41 = i
1 Oe
Ce
cos-^ — cos —
2 \ 2 г
г 00 г г
sin — —
2
'Ой
Sill -
2 él
. sin
t).
y).
2
, — волновые сопротивления и проводимости связанных МПЛ для четного и нечетного типов волн; электрические длины отрезка связанной МПЛ для четного и
нечетного типов волн, соответствующие геометрической длине L/2; для нагрузки
[А]н =
(2)
Результирующая матрица каскадно-соединенных отрезков I, II и нагрузки
[А]р = [A]i [А]н [A]ii
или в развернутом виде после подстановки U1=/1Zbx, U2=-I2Zr\, U3=-I3Zr\, U4 = -I4Z4 для токов и напряжений на зажимах 1, 2, 3, 4, получаем
bill Л12 А13 ,414 ,421 А22 А23 А24 А31 А32 АЗЗ А34 А41 А42 А43 А44
-Z¿112
11
12
-Z4I4
* -ZdlI3
-14
-13
(3)
где £д\г динамическое сопротивление диода по первой гармонике; ТА — сопротивление подстроенного шлейфа; 2вх—входное сопротивление удвоителя.
Перегруппируем матричное выражение (1) относительно токов II—14 и получим следующую систему уравнений:
(4)
где
С1 = А12*2д1 + А14; С2 = А11*24 + А13; С3 = А22*2д + А24; С4 = А21*24 + А23; = А32*2Д1 + А 34 ; С6 = А31*2л1 + А33; С7 = А42*2Д1 + А44; С8 = А 41*2Д1 +А43.
С5
Для обеспечения балансного режима работы УЧ необходимо, чтобы функция балансного режима у = 1~ = —1. Это условие соответствует сдвигу токов первой гармоники на
диодах на 180°, а токов второй гармоники — на 360°, следовательно, оптимальному условию баланса по выходной гармонике соответствует условие баланса по входной гармонике [2].
Решая совместно второе и четвертое уравнения системы (4) относительно :' = . Л, получим у= (С4С7 — СЗС8)/(С4 — Е^Со"). Для удобства оптимизации на ЭВМ отношения у была составлена условная функция балансного режима в виде
гд^.т и Im-действительная и мнимая части ^::: : : ■' соответственно, используя стандартную программу оптимизации функции многих переменных относительно ; ■ :-:;-. :г™:-: параметры балансного трансформатора и подстроечного шлейфа,
соответствующие балансному режиму.
После оптимизации ¡; и нахождения параметров балансного трансформатора и подстроечного шлейфа рассчитывается входное сопротивление умножителя из условия равенства нулю определителя матрицы системы (2):
гд1(С1С8 - С2С7~) + С1С4 - С2СЗ
7^(С5С8 - С6С7) + СЗС6 - С4С5 Далее проводится расчет входной согласующей цепи (Вх.СЦ) и определяется ее
сопротивление на второй гармонике (2Г), необходимое для расчета выходного сопротивления умножителя частоты.
При расчете выходного сопротивления удобно воспользоваться [У] -матрицей, поскольку здесь рассматривается параллельное соединение восьмиполюсников. Умножитель условно рассекается по плоскости А—А (рис. 2,а), где — сопротивление диода на выходной частоте. Для каждой
половины составляем [У]-матрицу восьмиполюсника.
11 и1
12 = и* 112
13 из
14 114
Рис. 2. К расчету умножителя по выходной частоте
Напряжения на внешних зажимах ЦЗ и и4 выражаются через соответствующие значения токов и сопротивлений нагрузок Ш= -2д2 13, и4=-Ъ4/4. В итоге получаем
I1 = упШ+у12^2-у^д2/3-у^4/4, (a)
I2= У21U1 + У22U2-У23Z2Д2IЗ-У24Z4I4, (б)
13= y3lU1 + УЗ2U2-УЗЗZД2IЗ-УЗ4ZI4, (в)
I4 = У41U1 + У42U2-У4ЗZД2IЗ-У44 Z4 I4 (г)
(5)
Далее решаем систему двух уравнений (5,в) и (5,г) относительно 13 и 14 и подставляем их в уравнения (5,а) и (5,б). После преобразований находим матрицу четырехполюсника относительно зажимов 1—2. Проведя подобные преобразования для каждой половины умножителя, получаем параллельное соединение двух четырехполюсников с матрицами [У]' и [У]" (рис. 3,б), откуда и находим выходное сопротивление умножителя
где у „ V „ - элементы матриц [У]' и [У]" соответственно.
На основе рассчитанных данных был сконструирован удвоитель частоты на диоде КА608А в верхней части дециметрового диапазона.
Результаты экспериментального исследования приведены на рис. 3. Полученная разница между расчетным (кривая 1) и экспериментальным (кривая 2) значениями КСВ (не более 25%) объясняется тем, что в расчете динамических сопротивлений диода использовались усредненные данные, в то время как разброс некоторых параметров диодов достигает даже в пределах одной партии десятков процентов. Кроме того, с целью проверки пригодности УЧ не производился специальный подбор диодов в пары. Однако, полученная максимальная эффективность преобразования 56% при РВХ = 8 Вт (кривая 3) и полоса пропускания по уровню 3 дБ, соответствующая 30%, показывают, что данная методика позволяет разрабатывать высокоэффективные широкополосные УЧ, отличающиеся как простотой конструкции, так и удобством в настройке.
Библиографический список:
1. Пильдон В. И., Визель А. А. Полупроводниковые диоды для умножения частоты. — В сб.: Полупроводниковые приборы и их применение - Новосибирск: Изд-во НЭТИ, 1987.
2. Касаткина Е.Г. Метод расчета балансного умножителя частоты на диодах с эффектом смыкания перехода. // Труды Региональной научно-технической Школы-семинара студентов, аспирантов и молодых ученых «Современные проблемы радиотехники СПР-2001». -Новосибирск, 2001.
3. Zysman G. Coupled Transmission Line Network in an In homogeneous Dielectric Medium. — IEEE Trans, on Microwave 5.Theory and Techniques, MTT—21, 1997, № 10.
M.S. Guseynov, Z.N. Mirzaev
The broadband balanced frequency multiplier on the connected microstrip transmission lines
The results of the calculation and experimental investigation of broadband frequency multiplier (FM) on connected microstrip transmission lines in the top of UHF receiver are presented in the paper. The specifications calculation of balanced frequency multiplier is based on the use of the matrix method of nonlinear circuit calculation, suggested in the paper. This methodology makes it possible to work out high-performance broadband FM, characterized both by simple construction and ease of setup.
Keywords, balanced frequency multiplier, connected microstrip transmission lines.
Мирзаев Зайнудин Нурмагомедович (р. 1973) старший преподаватель кафедры радиотехники и телекоммуникаций Дагестанского государственного технического университета
Область научных интересов. СВЧ - устройства и антенны Количество публикаций - 14
Гусейнов Мурад Саидович (р. 1939) доцент (1978) кафедры РТиТК ДГТУ, к.т.н.(1973). Окончил
Московский энергетический институт (1964).
Область научных интересов: радиотехнические системы
Автор 45 научных работ включая методические пособия
