CC BY
207
народной научно-практической конференции «Информационные технологии в образовании, науке и производстве», Серпухов, 2010. С. 237-242.
8. Медведев В. Б., Немченко И. А., Николаев Д. Б. Исследование возможности применения современных алгоритмов управления объектами для повышения надежности функционирования технических систем. Сборник докладов 9-ой научно-технической конференции «Молодежь в науке», Са-ров, 2010. С.137-145.
9. Мартынов А. П., Немченко И. А., Фомчен-ко В. Н. Комплекс программно-аппаратных средств контроля для повышения надежности систем сопряжения. Сборник тезисов 53-ей научной конференции МФТИ - Всероссийская молодёжная научная конференция с международным участием «Современные проблемы фундаментальных и прикладных наук», Москва, 2010. С. 107-111.
10. Немченко И. А., Николаев Д. Б. «Обеспечение безопасности качественной составляющей информации с использованием стохастических алгоритмов». Журнал «Вестник РГРТУ», 2010. С. 137-145.
11. Agarwal A. Statistical Timing Analysis for In-tra-Die Process Variations with Spatial Correlations / A. Agarwal, D. Blaauw, V. Zolotov // Proc. of International Conf. on Computer Aided Design (ICCAD03), San Jose, CA, USA, 2003. San Jose, 2003. P. 900-907.
12. A technique to build a secret key in integrated circuits for identification and authentication applications / J. Lee [et al.] // Proc. of IEEE VLSI Circuits Symposium. Boston, MA, USA, 2004. P. 176-179.
13. Ozturk E. Physical unclonable function with tristate buffers / E. Ozturk, G. Hammouri, B. Sunar //
Proc. of IEEE International Symposium on Circuits and Systems (ISCAS 2008). Seattle, WA, USA, 2008. P. 3194-3197.
14. Gang Q. Temperature-aware cooperative ring oscillator PUF / Q. Gang, Y. Chi-En // Proc. of IEEE International Workshop on Hardware-Oriented Security and Trust. San Francisco, CA, 2009. P. 36-42.
15. Holocomb D. Power-up SRAM State as an Identifying Fingerprint and Source of True Random Numbers / D. Holocomb, W. Burleson // IEEE Transactions on Computers. 2008. Vol. 57, № 11. P. 11981210.
16. FPGA Intrinsic PUFs and Their Use for IP Protection / J. Guajardo [et al.] // Lecture Notes in Computer Science. 2007. Vol. 4727. P. 63-80.
17. Maes R. Intrinsic PUFs from Flip-flops on Reconfigurable Devices / R. Maes, P. Tuyls, I. Verbauwhede // Proc. of 3rd Benelux Workshop on Information and System Security (WISSec 2008). Eindhoven, The Netherlands, 2008. P. 3-20.
18. The Butterfly PUF: Protecting IP on every FPGA / S.S. Kumar [et al.] // Proc. IEEE Intern. Workshop on Hardware-Oriented Security and Trust (HOST'2008). Anaheim, CA, USA, 2008. P. 67-70.
19. Suh G. E. Physical Unclonable Functions for Device Authentication and Secret Key Generation / G.E. Suh, S. Devadas // Proc. of 44th annual Design Automation Conf. (DAC '07). San Diego, CA, 2007. P. 9-14. 20. Simpson E. Runtime Intellectual Property Protection on Programmable Platforms : MSc Thesis Computer Engineering / E. Simpson; Virginia Polytechnic Institute and State University. Blacksburg, 2007. 50 p.
УДК 621.376.4
КОНСТРУИРОВАНИЕ И РАСЧЕТ ШИРОКОПОЛОСНОГО ФАЗОВОГО МАНИПУЛЯТОРА
© 2016
Бабунько Сергей Анатольевич, кандидат технических наук, доцент кафедры «Физика и техника оптической связи» Нижегородский государственный технический университет им. Р. Е. Алексеева, Нижний Новгород (Россия)
Белов Юрий Георгиевич, доктор технических наук, профессор кафедры «Физика и техника оптической связи» Нижегородский государственный технический университет им. Р. Е. Алексеева, Нижний Новгород (Россия)
Аннотация. Рассмотрены результаты математического моделирования средствами современной САПР и практической доводки при макетировании широкополосного фазового манипулятора 0-180°, работающего в Х-диапазоне, на микрополосковой линии передачи с поликоровой подложкой. Описаны различные варианты построения прибора. Первая схема составлена на основе использования ферритового циркулятора, у которого одно из плеч переключается из состояния КЗ в состояние ХХ. Меняющийся при этом на противоположный коэффициент отражения создает необходимый фазовый набег в манипуляторе. Рассмотрена цепь согласования диода с плечом циркулятора, определяющая точность установки фазы и широкополосность устройства в целом. Вторая схема манипулятора основана на использовании балансного усилителя, в котором входной и выходной квадратурные направленные ответвители поставлены таким образом, чтобы не компенсировать набег фаз в разных каналах. При этом в рабочих каналах открытие или запирание транзистора регулируется схемой
29
управления в противофазе. Рассмотрена чувствительность схемы к согласованию транзисторов, неидентичности их импедансных характеристик и рабочей температуре. Последняя из рассмотренных схем основана на использовании симметрирующего трансформатора Маршанда с мостами Ланге в качестве направленных от-ветвителей и диодным управлением переключением выходных линий. Работа схемы основана на взаимодействии направленных ответвителей с основной линией, в которой устанавливается режим стоячей волны, и таким образом в связанных линиях (на выходах направленных ответвителей) устанавливается противофазный (относительно друг друга) режим работы. Рассмотрены разные варианты работы переключающих диодов (на согласованную нагрузку, КЗ и ХХ), определены оптимальные способы включения диодов по потерям и неравномерности коэффициента передачи фазового манипулятора. Проанализированы достоинства и недостатки каждого из рассмотренных вариантов построения фазового манипулятора, достигнутые результаты в части точности установки разностной фазы и ее отклонения в диапазоне рабочих частот, минимально достижимого уровня паразитной амплитудной модуляции, потерь прохождения сигнала в разных положениях манипулятора, достигнутой и возможной в реализации широкополосности каждого из рассмотренных устройств. Приведены результаты компьютерного моделирования и экспериментальные данные проверки макетов, фотографии и топологии рассмотренных схем. Даны рекомендации по применению, режиму работы и ожидаемых параметрах каждой схемы.
Ключевые слова: быстродействие, моделирование, мост Ланге, микрополосковая линия, паразитная амплитудная модуляция, поликор, трансформатор Маршанда, фаза, фазовый манипулятор, широкополосность.
CONSTRUCTION AND CALCULATION OF BROADBAND PHASE MANIPULATOR
© 2016
Babun 'ko Sergey Anatolyevich, Ph.D., the associate professor of the chair «Physics and techniques of optical communication»
Nizhny Novgorod state technical University by R. E. Alekseev, Nizhny Novgorod (Russia) Belov Yuri Georgievich, Sc.D., the professor of the chair «Physics and techniques of optical communication»
Nizhny Novgorod state technical University by R. E. Alekseev, Nizhny Novgorod (Russia)
Abstract, discusses the results of mathematical modeling, using modern CAD, and practical refinement when modeling 0-180 ° broadband phase manipulator, operating in X-band, on microstrip transmission lines with policor substrate. Different variants of construction of the device are described. The first scheme based on the use of a ferrite circulator with one of the arms goes from short circuit to the idling state. Changing while on the opposite the phase reflection coefficient creates the necessary foray into the manipulator. The chain of negotiation of the diode with the circulator shoulder determines accuracy of phase installation and the broadband device as a whole. The second scheme of the manipulator is based on the use of a balanced amplifier, in which the input and output quadrature directional couplers are supplied thus, to don't compensate the phases raid in different channels. While in the working channels opening or locking of the transistor is regulated by the control circuit in the opposite phase. Considered the sensitivity of the circuit to the alignment of the transistors, the difference in their impedance characteristics, and operating temperature. The last of the considered schemes based on the use of balun Marshand transformer with Lange bridges as directional couplers and a diode controls switching of output lines. The circuit is based on the interaction of directional couplers with the main line, which sets the mode of the standing wave, and thus in the associated lines (the outputs of directional couplers) established anti-phase (relative to each other) mode. Considered a different options of operation of the switching diodes (for a matched-load, short circuit and idling), identified the optimal ways to diodes inclusion on the losses and irregularity of the transmission factor of the phase manipulator. The article analyses the advantages and disadvantages of each are considered variants of the construction of the phase manipulator, the results in terms of accuracy of the differential phase and deviation in the range of operating frequency, the minimum attainable level of spurious amplitude modulation, the losses of the signal at various positions of the manipulator, reached and possible to implement broadband that each of the above devices. The results of computer simulation and experimental validation of models data, photos, and topology diagrams discussed. Recommendations for use, mode of operation and the expected parameters of each circuit.
Keywords: broadband, Lange bridge, Marshand transformer, microstrip line, parasitic amplitude modulation, phase, phase manipulator, policor, simulation, speed of operation.
Проектирование СВЧ-узлов радиоэлектронной аппаратуры от разработки принципа их построения до технической реализации представляет собой многоэтапный процесс. В настоящее время одним из важнейших этапов проектирования является математическое моделирование устройства [1, 2], которое производится с помощью известных пакетов автоматизированного проектирования, таких, как Microwave Office, Advance Design System, CST-Studio и др. В случае отсутствия в составе проектируемой схемы активных элементов (диодов, транзисторов) математическое моделирование позволяет получить устройство, которое после изготовления имеет характеристики, близкие к расчетным [3, 4]. При наличии в схеме активных элементов ввиду разброса их параметров характеристики изготовленного устройства могут оказаться далекими от расчетных. В этом случае необходимым этапом проектирования становится макетирование и экспериментальная доводка устройства. Сочетание математического моделирования с макетированием, как правило, позволяет достичь желаемого результата. Однако в ряде случаев этот подход приводит к отрицательным результатам, что приводит к необходимости отказываться от выбранного принципа и схемы построения устройства. Учитывая указанную опасность, рациональным является подход к проектированию СВЧ-устройств, содержащих активные элементы, основанный на одновременном рассмотрении нескольких вариантов схем и выборе оптимального варианта.
В настоящей работе сочетание названных выше этапов проектирования и возникающих при этом коллизий продемонстрировано на примере разработки фазового манипулятора 0°-180° для бортового локационного комплекса с погрешностью установки фазы не более 5°, обладающего малыми габаритами, потерями, неравномерностью в рабочей полосе частот, паразитной амплитудной модуляцией (ПАМ), работающего в Х-диапазоне и имеющего полосу рабочих частот не менее 20 %. Было рассмотрено и промоделировано несколько схем, теоретически обладающих широким диапазоном рабочих частот [5-8]. Три из них были отмакетированы.
Первая из рассмотренных схем на основе фер-ритового циркулятора и pin-диода [9-11] показана на рисунке 1. Работа этой схемы основана на том, что при открытом и запертом положении диода коэффициент отражения от него меняется с -1 до +1 (фаза меняется на 180°) [12]. По результатам математического моделирования в пакете Microwave Office фазовая ошибка в полосе 20 % составила не более 2°, а подавление проходящего сигнала - 0,35 и 1,35 дБ при открытом и запертом состояниях диода, соответственно.
б)
Рисунок 1 - Электрическая схема (а) и разностная фазовая характеристика по двум состояниям (б) фазового манипулятора на ферритовом циркуляторе и рш-диоде
Схема была отмакетирована. Фотография макета приведена на рис. 2. Как показали результаты измерений, схема весьма чувствительна к согласованию диода с циркулятором. Г-образная согласующая цепь перед диодом определяет частотную точку согласования и влияет на погрешность установки фазы на этой частоте [13].
Рисунок 2 - Фотография макета фазового манипулятора на ферритовом циркуляторе (размеры 25x18 мм2)
В ходе отработки макета при регулировке длин шлейфов Г-образной цепи согласования была достигнута погрешность установки фазы на центральной частоте диапазона не более ± 1°. Однако заданная допустимая погрешность установки фазы не более ± 5° обеспечивалась в диапазоне отстроек лишь около 1 %. В рабочем диапазоне частот точность установки фазы колебалась вплоть до 120° неравномерно по диапазону. Подавление проходящего сигнала составляло от 9 до 12 дБ, причем мощность на выходе манипулятора уменьшалась при запирании диода. При этом даже на центральной частоте сохранялась весьма существенная ПАМ (около 3 дБ).
При попытке выровнять мощности в двух состояниях манипулятора путем улучшения согласования диода была достигнута ПАМ в полосе рабочих частот около 0,4 дБ. Однако при этом переключение фазы на 180° практически не происходило (ошибка составляла более 45°). Потери проходящего сигнала
возросли и достигали на отдельных участках рабочего диапазона 20 дБ.
Измерения разности фаз проводилось методом модуляции фазы меандром со скважностью 2 и наблюдения подавления несущей в спектре выходного сигнала [14]. Поскольку этот метод чувствителен и к разбалансу фаз, и к ПАМ, то при его использовании отделить, что из этих составляющих вносит наибольший вклад, не представляется возможным. Однако, поскольку достаточно жёсткие требования предъявляются и к первому, и ко второму параметру, становится важной их суммарная оценка, и в данном случае необходимость в их разделении отсутствует.
Полученные результаты продемонстрировали бесперспективность дальнейшей отработки данной схемы манипулятора, вследствие чего было принято решение от нее отказаться.
а)
б) в)
Рисунок 3 - Электрическая схема фазового манипулятора на основе балансного усилителя (а) и его характеристики: разностная фазовая (б) и амплитудная в двух состояниях (в)
Вторая из рассмотренных схем представляет собой вариацию балансного транзисторного усилителя [15, 16], в котором направленные ответвители на входе и выходе в виде мостов Ланге включены так, чтобы не компенсировать фазовый набег друг друга [17]. Таким образом, сигналы, пришедшие с транзисторов 1 и 2, на выходе схемы имеют разность фаз 180°. Поочередно включая и выключая транзисторы схемы, можно менять фазу сигнала на выходе схемы на противоположную [3]. Данный вариант схемы был промоделирован в Microwave Office, и получены следующие результаты (рис. 3): фазовая ошибка в интересующем диапазоне - не более 2°; разность амплитуд каналов (ПАМ) - не более 0,2 дБ.
Для проверки возможности работы балансного усилителя в таком режиме была собрана плата на транзисторах NE3210S01 ф. NEC с раздельным управлением транзисторов разных плеч по затворам и стокам каждого из них, что позволило подобрать оптимальный режим работы каждого транзистора. В этом режиме напряжение затвора составляло около 1,0 В, ток стока - 20-25 мА (при рекомендованном производителем 10 мА). Измерения показали, что с помощью запирания одного из транзисторов выходной сигнал можно ослабить на 29 дБ по отношению к выходному сигналу с работающим транзистором. Необходимое запирающее напряжение затвора составляло около -1,2 В.
На основе балансного усилителя был разработан макет фазового манипулятора [18] (рис. 4), исследования которого показали, что на центральной частоте рабочего диапазона коммутация фазы происходит с достаточно хорошей точностью. Однако в заданной полосе частот погрешность установки разностной фазы становится существенной. К тому же наблюдалась сильная зависимость величины этой погрешности от температуры. В нижней части и в середине рабочего диапазона имело место достаточно хорошее совпадение мощностей обоих каналов. Однако в верхней части рабочего диапазона ПАМ достигала 3 дБ. Очевидно, такая значительная ПАМ объясняется неидентичностью характеристик транзисторов (в первую очередь импедансных). Схема также оказалась чувствительной к согласованию транзисторов. При рассогласовании (например, при отстройке по частоте) нарушается условие равных амплитуд выходных сигналов от каждого из транзисторов и их противофазности. Также схема критична к импедансу нагрузки [19]. Рассмотренная схема по своим характеристикам превосходит предыдущую. Однако их нельзя признать удовлетворительными. Поэтому от данной схемы также было принято решение отказаться.
а)
б) ' -г
Рисунок 4 - Топология разработанного фазового манипулятора на основе балансного усилителя (а) и фотография макета (б) (размеры 12x11 мм2)
а)
Рисунок 5 - Схема симметрирующего трансформатора Маршанда (а) и распределение волн тока и напряжения в отрезке линии с холостым ходом (б)
Следующая схема фазового манипулятора была разработана на основе симметрирующего трансформатора Маршанда [20]. Схема и принцип работы такого трансформатора продемонстрированы на рисунке 5.
Если длина 2d отрезка с холостым ходом на конце Z1 равна половине длины волны, стоячая волна будет формировать короткое замыкание цепи в центре этой секции. В центральном участке отрезка линии Z1 ток будет максимальным, а напряжение в точках d1 и d2 будет равным и противофазным. Два короткозамкнутых отрезка Z2 и Z3 образуют с отрезком Z1 связанные линии. Сигнал, поступающий на вход 1, будет наводить на выходах связанных линий 2 и 3 сигналы с равными амплитудами и противоположными фазами. Подобное взаимодействие будет иметь место и при использовании в качестве направленных ответвителей мостов Ланге.
Было предпринято множество попыток реализовать эту идею на практике. В некоторых случаях для этого использовались многослойные структуры, такие как подвесные подложки [21], которые сложно реализовать в промышленных масштабах. В других случаях это использование многослойных диэлектрических структур с различной диэлектрической проницаемостью, создание которых требовало специальных процессов. Например, Павио [22] встроил
симметрирующий трансформатор Маршанда [20] в многослойную диэлектрическую структуру интегральной СВЧ-микросхемы. Здесь было замечено, что для того, чтобы получить хорошие результаты, необходимо использовать толстый слой диэлектрика (20 мкм). Чен и др. [23] использовали тот же подход при проектировании широкополосного смесителя. Эйзенберг и другие [24] объединил копланарный волновод, щелевую линию и копланарную полоско-вую линию для реализации трансформатора в единой планарной конструкции, но ее размеры были слишком велики, так как очень сложно реализовать хорошее заземление. Изготовление и тестирование такого трансформатора на микрополосковых линиях на подложке из GaAs в интегральном исполнении в диапазоне частот 10-15 ГГц описано в [25].
а)
б)
в)
Рисунок 6 - Электрическая схема фазового манипулятора на трансформаторе Маршанда (а) и его характеристики: разностная фазовая (б); коэффициент передачи по амплитуде и коэффициент отражения в двух состояниях (в)
Возможная реализация симметрирующего трансформатора в рабочем диапазоне частот на основе МПЛ на поликоре первоначально была отработана на компьютерной модели (рис. 6, а). Моделирование показало, что фазовую ошибку менее 1° можно получить в более чем октавной полосе частот (рис. 6, б). При этом ПАМ не будет превышать 0,2 дБ (рис. 6, в), а потери будут составлять менее 2 дБ, если неиспользуемый порт будет закорочен на землю, и менее 4 дБ, если он будет нагружен на 50 Ом. Эти два варианта различаются длиной компенсирующей линии, соединяющей плечи мостов, которая является элементом настройки схемы.
Рисунок 7 - Фотография макета фазового манипулятора на трансформаторе Маршанда (размеры 8x12 мм2)
Для проверки работоспособности этой схемы в широкой полосе частот был разработан макет на диодах 2А547А-3 с использованием мостов Ланге, фотография которого показана на рис. 7. При измерении его фазовых характеристик оказалось, что погрешность установки фазы в диапазоне 8,0-10,7 ГГц не превышает 1°, а ПАМ - 0,5 дБ. Однако потери проходящего сигнала составили от 5 до 15 дБ. При этом полученные значения потерь были примерно одинаковы для различных способов включения диодов (холостой ход, короткое замыкание на землю, согласованная нагрузка). Большей равномерности коэффициента передачи в диапазоне частот удалось добиться при работе диодов на холостой
ход (около 8-9 дБ в рабочем диапазоне). Существенные потери (около 10-13 дБ) проходящего сигнала в диапазоне рабочих частот можно объяснить недостаточной развязкой выходных сигналов за счет примененных диодов: недостаточно подавленный выключенным диодом просачивающийся сигнал отключенного канала в выходной линии противо-фазно складывается с сигналом включенного канала, уменьшая тем самым выходную мощность мани-пулятора[26, 27].
Эксперимент подтвердил хорошую широко-полосность предложенной схемы, малую ПАМ выходного сигнала и отсутствие необходимости регулировки схемы при должном её исполнении. Для
уменьшения потерь проходящего сигнала и увеличения быстродействия манипулятора предложено поставить диоды 2А533А-3, имеющие меньшую паразитную емкость и большее сопротивление в запертом состоянии.
Проведенные исследования показали, что спроектированная схема фазового манипулятора на трансформаторе Маршанда обладает необходимыми характеристиками и может быть рекомендована для использования в составе бортового локационного комплекса. С этой целью была разработана конструкция полосковой платы манипулятора с возможностью коммутации диодов и со встроенными цепями смещения и развязки, обладающая минимальными габаритами (ее размеры составляют 5*5 мм2). Топология платы приведена на рис. 8.
Рисунок 8 - Топология разработанного фазового манипулятора на трансформаторе Маршанда
В разработанной плате заземление мостов Ланге производится через блокировочные конденсаторы, в эти же точки подводится напряжение управления диодами. Выводы диодов, разваренные на выходной полосок, заземлены по постоянному току через последующий вентиль. Как показали эксперименты с разработанной схемой, её недостатком является высокая чувствительность фазовой характеристики к паразитным реактивностям, которые можно внести при некачественном монтаже схемы. Наибольшая чувствительность наблюдается к близости расположения и качеству соединения заземляющих конденсаторов с мостами Ланге.
В процессе совершенствования схемы были убраны резисторы смещения диодов (вынесены в состав фильтров цепей управления) и блокировочные дроссели (в этом диапазоне их индуктивности оказались излишне велики). За счет этого размер платы был еще уменьшен. При этом основные электрические характеристики схемы в основном не изменились за исключением того, что несколько повысилась чувствительность к входному сопротивлению последующих каскадов. Если в макете манипулятора на входе и выходе схемы стояли вентили, то в составе реального изделия последующий за схемой балансный усилитель и направленный ответви-тель вносят некоторое отражение выходного сигнала, что может привести к ухудшению широкополос-ности разработанного прибора (увеличению погрешности установки фазы на краях диапазона) и сложности с согласованием.
Последняя схема фазового манипулятора оказалась не только наиболее эффективной и широкополосной, а также наиболее миниатюрной из всех. Эксперименты по улучшению её дифференциальной фазовой и амплитудной характеристик продолжаются, в том числе при работе в широком диапазоне температур.
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1. Чирикина М., Якимов А. Математическое моделирование устройств сверхвысоких частот. Методика и математические модели. LAP LAMBERT Academic Publishing. 2013. 148 с.
2. Бодров В. В., Сурков В. И., Математическое моделирование устройств СВЧ и антенн : Учебное пособие по курсу «Устройства СВЧ и антенны» / Моск. энерг. ин-т (МЭИ). 1994. 96 с.
3. Фуско В. СВЧ цепи. Анализ и автоматизированное проектирование. М., Радио и связь, 1990. 288 с.
4. Филиппов B. C., Пономарев Л. И., Гринев А. Ю. Устройства СВЧ и антенны. Проектирование
фазированных антенных решеток: Учебное пособие для вузов // М. : Радио и связь. 2003. 624 с.
5. Хижа Г. С., Вендик И. Б., Серебрякова Е. Л. СВЧ фазовращатели и переключатели: особенности создания на p-i-n-диодах в интегральном исполнении. М. : Радио и связь, 1984. 184 с.
6. Авербух М. Э., Блохин В. Н., Мирошниченко А. С. Дискретные микрополосковые фазовращатели на p-i-n-диодах. М. : ЦНИИ Электроника, 1976 (Обзоры по электронной технике. Сер. 2, вып. 1).
7. Miyaguchi K., et al. An ultra broad band reflection type 180 deg phase shifter with series and parallel LC circuits. // 2001 MTT-S International Microwave Symposium Digest, vol. 1, p. 237-240.
8. Сапсович Б. И., Старшинова Е. И., Чалых А. Е., Синани А. И. Ферритовый фазовращатель для ФАР // Сб. «Антенны». Вып. 2 (93). 2005. С. 40-42.
9. Гассанов Л. Г., Липатов А. А., Марков В. В., Могильченко Н. А. Твердотельные устройства СВЧ в технике связи. М. : Радио и связь, 1998. 288 с.
10. Garver R.V. Broad-Band Diode Phase Shifters // IEEE Transactions On Microwave Theory And Techniques, Vol. 4, No. 5, May 1972, p. 317.
11. Мальского И. В., Сестрорецкого Б. В. СВЧ устройства на полупроводниковых диодах. Проектирование и расчет. М. : Советское радио, 1969.
12. Малорацкий П. Г., Явич Л. Р. Проектирование и расчет СВЧ элементов на полосковых линиях. М. : Советское радио, 1972. 410 с.
13. Вечканова Р. А. Расчет и конструирование элементов фидерного тракта сверхвысоких частот. Куйбышев : 1970. 112 с.
14. Сазонов Д. М., Гридин А. Н., Мишустин Б. А. Устройства СВЧ : Учебное пособие. // М. : Высшая школа. 1981. 295 с.
15. Петров Г. В., Толстой А. И. Линейные балансные СВЧ усилители. М. : Радио и связь, 1983. 176 с.
16. Ред Э. Пособие по высокочастотной схемотехнике. М. : Изд-во «Иностранная литература», 1995. 197 с.
17. Пат. RU 2436202 С1, Российская Федерация, МПК H 01 Р 1/18 (2006.01). Широкополосный 180-градусный фазовращатель СВЧ / Шлаферов А.Л., Кузнецов Ю.В., Петин В.О., Бойко К.В.; заявитель и патентообладатель ФГУП «РНИИРС». - № 2010118261/07; заявл. 05.05.10; опубл. 10.12.11, Бюл. № 34. 9 с.
18. Вольмана В. И. Справочник по расчету и конструированию СВЧ полосковых уст-ройств. М. : Радио и связь, 1982. 585 с.
19. Малорацкий Л. Г. Микроминиатюризация элементов и устройств СВЧ. М. : Советское радио, 1976.
20. Marchand N. Transmission line conversion transformers // Electronics, Vol. 17, No 12, 1944. PP. 142-145.
21. Climer B. Analysis of suspended microstrip taper baluns // IEEE Proceedings, Vol. 135, Pt. H, No. 2, April 1998.
22. Pavio A.M., Kikel A. A monolithic or hybrid broadband compensated balun // 1990 IEEE MTT-S Digest, pp. 483-486.
23. Chen T. H., Chang K. W., Bui S. B., Wang H., Dow G. S., Liu L. C. T., Lin T. S., Titus W. S. Broadband monolithic passive baluns and monolithic double-balanced mixer // IEEE Trans. MTT, Vol. 39, No. 12, December 1991, pp. 1980-1986.
24. Eisenberg J., Panelli J., Ou W. Double-double balanced MMIC mixer // Applied Microwave, Fall 1991, pp. 101-106.
25. Tsai M. C. A new compact wideband balun // IEEE MTT-S Digest, 1993. PP. 141-143.
26. Воскресенского Д. И. Антенны и устройства СВЧ. Проектирование фазированных антенных решеток. М. : Радио и связь, 1981. 470 с.
27. Вендик О. Г., Парнес М. Д. Антенны с электрическим сканированием (Введение в теорию). М. : Сайнс-Пресс. 2002.
