CC BY
375Ссылка на статью: // Радиостроение. 2017. № 05. С. 1-37
Б01: 10.24108/^е^.0517.0000111
Представлена в редакцию: 26.08.2017
© НП «НЕИКОН»
УДК 621.372.8
Микрополосковые направленные ответвители УВЧ и СВЧ диапазонов
Останков А.В.1, Щетинин Н.Н.2*
воронежский государственный технический университет,
Воронеж, Россия
2Воронежский институт ФСИН России, Воронеж, Россия
Выполнен рефлексивный анализ достижений в области микрополосковых направленных ответ-вителей диапазонов УВЧ и СВЧ, выполненных в период с 2010 по 2017 годы и направленных на снижение габаритов топологии, обеспечение частотной многофункциональности и расширенной полосы частот. Дано краткое сравнительное описание топологий, конструктивных особенностей, позволивших реализовать заявленные качественные или функциональные особенности ответвителей, а также реализуемых параметров и характеристик более двадцати оригинальных или модифицированных направленных ответвителей. Проанализированы и структурированы по степени эффективности предложенные в работах способы уменьшения габаритных размеров ответвителей, в частности за счёт использования Т-структур и композитных линий передачи. Рассмотрены предложенные оригинальные конструктивные решения по обеспечению двухдиапазонных режимов функционирования ответвителей с изменяемой по сложному закону шириной полосков с некратными рабочими частотами, подвергнуты анализу относительно малоизученные - транснаправленные ответвители. Исследован целый ряд ответвителей на связанных линиях с боковой и лицевой связью, действующих в широкой полосе частот.
Ключевые слова: направленный ответвитель, амплитудно-частотные характеристики, миниатюризация
Радиостроение
Научно-практический журнал ИКр .¡/шт. гас! iovega.su
т^а.^еШтт^таЦ ги
Введение
При разработке СВЧ техники, направленные ответвители представляют собой важный класс пассивных устройств СВЧ из-за разнообразия их применения, в частности можно выделить диаграммообразующие схемы, балансные смесители, балансные усилители, рефлектометры с измерительными мостами и т.д. Широко известной реализацией является двухшлейфный направленный ответвитель, представляющий собой восьмиполюсник, в котором сигнал, подаваемый на порт 1 устройства делится между двумя выходными портами 3 и 4 с заданным соотношением, при этом порт 2 восьмиполюсника остается развязанным (рис. 1,а). К направленным ответвителям со связью шлейфного типа также относится кольцевые ответвители, в которых фазовый сдвиг между выходными портами составляет 180° (рис. 1,б). При возбуждении порта 1 в обе стороны по кольцу распростра-
няются волны, которые в точке размещения портов 2 и 4 оказываются синфазными, а в области порта 3 - противофазными.
Поэтому мощность делится поровну между портами 2 и 4, а порт 3 - развязан. При этом порты 2 и 4 возбуждаются в противофазе, т.к. расстояние между ними равно X/2 или 180°.
-О-
а) б)
Рис. 1. Направленные ответвители: двухшлейфный НО (а), шлейфный кольцевой НО (б)
Широкое распространение получили квадратурные направленные ответвители, в которых входная мощность делится поровну между выходными портами (трехдецибельные), вместе с тем фазовый сдвиг между выходными портами составляет 90°.
Следующая группа устройств это направленные ответвители с распределенной электромагнитной связью, представляющие собой систему из двух линий, связанных электромагнитным полем. Различают боковую и лицевую электромагнитную связь (рис. 2).
а) б)
Рис. 2. Направленные ответвители с распределенной электромагнитной связью: с боковой связью (а), с
лицевой связью (б)
В линии 1-3 распространяется волна, которая определяет возникновение в линии 2-4 двух волн, которые в плече 2 складываются синфазно, а в плече 4 - противофазно. Как и в двухшлейфном НО разница выходных сигналов в НО с распределенной связью равна 90°.
Отличительной особенностью шлейфных ответвителей и ответвителей на связанных линиях является их направленность. Принято различать сонаправленнные, транснаправленные и противонаправленные ответвители, к последним относятся НО на связанных линиях.
Однако рассмотренным классическим вариантам НО свойственны следующие недостатки, например габаритные размеры ответвителей в УВЧ диапазоне велики, это затрудняет их совместное применение в некоторых СВЧ устройствах, также классические ответвители относительно узкополосные и, как правило, функционируют в одном диапазоне частот, что ограничивает их применение, как в сверхширокополосных, так и в двух-диапазонных системах связи, также традиционные ответвители не обладают свойством транснаправленности.
В настоящее время на базе традиционных шлейфных направленных ответвителях и ответвителях на связанных линиях получено множество новых, очень интересных конструкций, которые в ряде случаев кардинально улучшают характеристики и массогабарит-ные показатели данных устройств. Целью работы является обзор современных конструктивных решений в области микрополосковых НО функционирующих в УВЧ и СВЧ диапазонах.
1. Обзор малогабаритных направленных ответвителей
В работе [1] предложена топология шлейфного НО состоящая из восьми открытых резонаторов. Каждый резонатор состоит из короткой высокоомной линии и длинной низ-коомной линии с открытым концом (рис. 3,а). На (рис. 3,б) изображена эквивалентная схема анализируемого ответвителя.
а) б)
Рис. 3. Предлагаемый ответвитель: макет (а), эквивалентная схема (б)
Длина высокоомной линии меньше X /10, где X - длина волны на центральной частоте. Таким образом, высокоомный отрезок линии можно представить сосредоточенным элементом в виде индуктивности, в свою очередь низкоомный отрезок линии представляется сосредоточенным элементом в виде конденсатора. Выборки в форме квадратов в ме-
талле низкоомных шлейфов предназначены для подавления паразитных гармоник, они расположены в плечах устройства и представляют собой резонаторы.
Емкости С12 является эквивалентными для низкоомных шлейфов с выборкой в металле. Емкости Сп представляет собой также низкоомные шлейфы, расположенные в точках соединения с портами. Известно, что постоянная распространения у увеличивается с увеличением емкости, таким образом, возможно использование более короткой физической структуры для получения требуемой электрической длины.
В работе [1] указано, что создан экспериментальный макет работающий в диапазоне частот 0,9 - 1,02 ГГц и характеризующийся следующими параметрами (рис.4): дисбаланс коэффициента деления мощности 0,5 дБ, фазы ±1°, отраженная мощность на входе не более «минус» 15 дБ.
0 1 2 3 4 5 6 7 8
Рге^иепсу (ОН^)
Рис. 4. Измеренные 8 - параметры
На центральной частоте 0,96 ГГц габаритные размеры устройства составили 630.33 мм2, что соответствует 20,4% от традиционной топологии.
В [2] предлагается интересный подход к реализации кольцевого направленного от-ветвителя с выборками в проводящем слое металлизации (рис. 5).
Рис. 5. Макет направленного ответвителя с выборками в проводящем слое металлизации
Данные выборки служат для подавления паразитных гармоник более высокого порядка, вплоть до шестой. Электрически длинный 3 X отрезок вложен внутрь кольцевого
4
ответвителя, образуя полукольцо. При этом он оказывается электрически связан с остальными тремя четвертьволновыми отрезками. Сворачивание кольцевого направленного ответвителя способствовало четырехкратному уменьшению габаритных размеров устройства по сравнению с традиционной реализацией. В работе также приведена эквивалентная схема, позволяющая рассчитать S - параметры устройства.
В последнее время значительно растет интерес к применению композитных линий передачи [3] в технике сверхвысоких частот. Свидетельство тому - число публикаций по данной тематике, фиксируемой в электронной библиотеке сайта IEEE Xplore. C 2010 года по 2017 год поиск по ключевой фразе Composite Right/Left-Handed выявил 663 публикации. На (рис. 6) приведены фотографии макета ответвителя на композитных линиях [4]. Четвертьволновые отрезки линий заменены последовательно включенными емкостными элементами (рис. 6,а). Со стороны заземления ответвитель представляет собой выборку в металле в виде фрактальной геометрии резонатора с разомкнутыми петлями (рис. 6,б).
а) б)
Рис. 6. Предлагаемый НО: вид сверху (а), вид снизу (б)
Результаты экспериментальных измерений 8 - параметров и фазового сдвига изображены на (рис. 7,а) и (рис. 7,б) соответственно. Коэффициент отражения от входа 8П на
центральной частоте 0,88 ГГц равен «минус» 22,3 дБ, развязка 81 не хуже «минус» 30 дБ.
Переходное ослабление и рабочее затухание варьируются от 3,6 дБ до 4,1 дБ от номинального значения в 3 дБ. К сожалению, авторы работы не указали нумерацию портов, следовательно, мы не можем корректно сопоставить переходное ослабление и рабочее затухание с параметрами 81 и 81. Отклонение разности фаз выходных сигналов от 90° не превышает ±3°.
1 1 ' 1 ■ Г ' 1 ' 1 ]
I ' I 1 1 I-Меаздгвпшг^
'--51ти1айап Т [
/ 1 \
й \ 1
"" - - _ -ч \ 1
ч \ / 1
Л / 1 1 1
0.75
а)
С.ВО 0.В5 0,90
Ргсм5испсу(йНг1
б)
0.35
Рис. 7. Частотные зависимости характеристик НО: измеренные 8 - параметры (а), разность фаз (б)
В данной работе благодаря использованию фрактальных выборок удалось достичь уменьшение габаритов на 81%, в сравнение с традиционной топологией.
В работе [5] для уменьшения габаритов НО предложено заменить четвертьволновые шлейфы парой параллельных шлейфов, каждый из которых имеет свое волновое сопротивление Ъх, Ъ2 и электрическую длину ^, 02 (рис.8). Здесь же приведены математические соотношения для расчета геометрических размеров устройства.
Рот1 I
Рои 1
^ 02
Рис. 8. Эквивалентная схема замещения четвертьволнового отрезка
Топология устройства изображена на (рис. 9). Габариты предлагаемого НО составили 20 мм х 20 мм, без учета длины питающих линий, что соответствует 68% сокращению габаритных размеров в сравнение с традиционным НО.
Рис. 9. Предлагаемый НО
Созданный на основе топологии макет имеет центральную частоту 1,675 ГГц, и обладает коэффициентом отражения 8П на центральной частоте «минус» 35,1 дБ, развязка
между портами Б41 «минус» 34,1 дБ, делением мощности между выходными портами (максимальным разбаланс амплитуд) 3±0,2 дБ. Разность фаз выходных сигналов на центральной частоте составила 90° ±0,7°. Материал используемой подложки PTFE с толщиной h = 1мм и диэлектрической проницаемостью ег = 2,64.
В [6] предлагается сокращение габаритных размеров традиционного НО с помощью Т - образных шлейфов. Авторами приводится схема замещения (рис. 10). В работе также приведены расчетные соотношения и графики удельных сопротивлений для Т - образных шлейфов.
а) б)
Рис. 10. Замещение четвертьволнового шлейфа: шлейф длиной X /4 (а), его схема замещения (б)
На (рис. 11 ) представлен макет устройства в сравнение с традиционной топологией, габариты макета составили 11,05 мм х 10,81 мм, что соответствует уменьшению на 70,4%.
Рис. 11. Макет устройства
На (рис.12,а) изображены частотные зависимости 8 - параметров предлагаемого НО, фазочастотная характеристика изображена на (рис. 12,б).
FrpqKrtiry (ПН/) FfuifliiWtiHCHj)
а) б)
Рис. 12. Частотные зависимости характеристик НО: измеренные S - параметры (а), разность фаз (б)
На центрально частоте 2,45 ГГц устройство характеризуется следующими параметрами: коэффициент отражения Sn равен «минус» 24,68 дБ, развязка между входными
портами «минус» 24,97 дБ. Рабочее затухание Si равно «минус» 3,05 дБ, переходное ослабление «минус» 3,17 дБ. Разность фаз выходных сигналов 89,17°.
В работе [7] предложена топология и соответствующая ей конструкция малогабаритного НО с гантелеобразными дефектами и кольцевыми резонаторами в заземляющей пластине. Микроволновые устройства с использованием DGS (defected ground structure) получили достаточно широкое распространение из-за относительной простоты реализации выборок в плоскости заземления [8]. В настоящее время DGS (defected ground structure) используется, например, для уменьшения габаритных устройств, для расширения полосы рабочих частот микрополосковых устройств, антенн, для подавления ненуж-
ных гармоник, а так же для улучшения электромагнитной взаимной связи между смежными элементами. На (рис. 13) представлен макет устройства с выборками в плоскости заземления.
Рис. 13. Макет предлагаемого НО
На (рис.14,а) изображены амплитудно-частотные характеристики коэффициента отражения 8П для двух портов, переходное ослабление и рабочее затухание 812 и 813. изображены на (рис. 4,б). Развязка между первым и четвертым портами изображена на (рис. 14,в).
! 1.5 2 2.5 3
Ргециепсу(ВН2}
в)
Рис. 14. Амплитудно-частотные характеристики: коэффициент отражения (а), переходное ослабление и
рабочее затухание (б), развязка (в)
Результаты измерения следующие: вносимые потери в рабочем диапазоне частот 1,2 - 1,5 ГГц не превышают 3±0,5 дБ, коэффициент отражения не хуже «минус» 13,5 дБ, развязка на центральной частоте рана «минус» 30 дБ. Габаритные размер устройства составили 80 мм х 70 мм. В сравнении с традиционным НО удалось достичь уменьшение габаритов на 18,9%.
В работе [9] представлен компактный НО, функционирующий на центральной частоте 0,7 ГГц. Для достижения компактных размеров используются композитные линии передачи с кольцевыми резонаторами, которые реализуются в виде меандровой линии в плоскости заземления (рис.15,а). Лицевые четвертьволновые линии передачи заменены на эквивалентные встречно-штыревые конденсаторы (рис.15,б).
а) б)
Рис. 15. Макет направленного ответвителя: вид сверху (а), вид снизу (б)
На (рис. 16,а) изображены основные нормируемые характеристики ответвителя, (рис. 16,б) отображает зависимость фазы от частоты.
а)
б)
Рис. 16. Частотные зависимости НО: основные нормируемые характеристики (а), разность фаз (б)
Уменьшение площади, занимаемой на подложке, составляет 77,2%, по сравнению с традиционным двухшлейфным ответвителем.
Для уменьшения габаритных размеров и подавления высших гармоник в [10] предложен ответвитель на меандровых линиях с Т - образными разомкнутыми на концах шлейфами которая функционирует подобно полосовому фильтру (рис.17).
Рис. 17. Макет НО на меандровых линиях с Т - образными разомкнутыми на концах шлейфами
Результаты измерений 8 - параметров устройства изображены на (рис. 18,а), разность фаз представлена на (рис. 18,б).
а) б)
Рис. 18. Результаты измерений: 8 - параметры (а), разность фаз выходных сигналов (б)
Рабочее затухание и переходное ослабление 8 и 8 соответственно варьируются в пределах 3±0,94 дБ, коэффициент отражения 8П и развязка 81 не хуже «минус» 22 дБ. Подавление третьей гармоники на заданной частоте 6,3 ГГц равно «минус» 15,4 дБ. Размер предлагаемого ответвителя составляет 22 мм х14 мм, в то время как габаритные размеры традиционного НО 32,6 мм х 27,8 мм, что соответствует уменьшению габаритных размеров на 33,4%.
Для уменьшения габаритных размеров устройства в работе [11] предлагается выполнить традиционные четвертьволновые отрезки в виде квазифрактальных линий, особенностью которых является представленное на (рис. 19) совмещение связанных линий и замкнутых шлейфов.
Рис. 19. Предлагаемая топология ответвителя
На (рис. 20,а) изображены кривые результатов моделирования и измерений, на (рис. 20,б) показана разность фаз на выходах устройства.
Рунету -[5Нг] йечимсу-[ОНг]
а) б)
Рис. 20. Результаты моделирования и измерений ответвителя на квазифрактальных линиях: 8 - параметры
(а), разность фаз выходных сигналов (б)
Характеристики НО определялись для частотного диапазона 0,9 ГГц. Результаты измерений показали сдвиг по частоте на 1,85%, по утверждению авторов данная погрешность обусловлена производственными допусками. Предложенная топология НО на квазифрактальных линиях занимает на подложке площадь 78% от площади традиционной топологии НО.
Методика замены традиционных четвертьволновых микрополосковых линий на последовательность высокоомных и низкоомных отрезков, представляющих собой фильтры нижних частот (ФНЧ), представлена в работах [12,13]. На (рис.21) изображены прототипы
ответвителей предназначенные для функционирования на различных центральных частотах, слева направо: 0,1 ГГц, 1,5 ГГц, 2 ГГц, 2,5 ГГц, 3 ГГц [13].
Рис. 21. Прототипы предлагаемых ответвителей
Результаты работы [13] свидетельствуют об эффективности предложенного метода уменьшения габаритных размеров (рис.22). Дисбаланс коэффициентов передачи не превышает 3±0,5 дБ.
□
-5 -10 -15 -20 -25 ■30
Л- DB(!3(1 ,*Ц) ЕМ 10ГО ""-Я-_J
-e-DBflSffiiij ЕМ 1000
-t-DBfls&W ЕМ 1000
-^-□□(¡З^.ТЦ) ЕМ 100!}
500 600 700 В00 000 1000 1100 1200 1300 1400 1500 Frequency (MHz)
а)
о
-5 -10 -15 -20 -25 -30
й-—г - " -
*OB||SH 1Ц> eujooc Гь Э&;|5<2.1Н) еьпсоэ -S-DEj.:is<a.iH)
£500 £600 2700 2000 2900 3000 3100 3200 3300 3400 3500 Frequency (MHz)
б)
Рис. 22. Амплитудно-частотные характеристики прототипов для частот: 0,1 ГГц (а), 3 ГГц (б)
По мнению авторов на низких частотах метод замены четвертьволновых линий на ФНЧ имеет большую эффективность. Так для центральной частоты 0,1 ГГц удалость достичь уменьшения габаритных размеров на 71,3% по сравнению с традиционным ответви-телем, в то время как для частоты 3 ГГц достигнуто уменьшение габаритов на 58,8%.
В работе [14] предложена микрополосковая замедляющая структура (рис.23,а), особенность которой заключается в использовании элементарной ячейки представляющей собой секцию в виде свернутой в меандр линии и параллельно включенного разомкнутого на конце шлейфа. Данный подход к миниатюризации с учетом центральной частоты 0,9 ГГц и относительной диэлектрической проницаемостью ег = 3,4 позволяет уменьшить размеры ответвителя на 91% по сравнению с традиционной конструкцией, (рис.23,б).
а) б)
Рис. 23. Предлагаемый ответвитель: топология замедляющей структуры (а), фото ответвителя (б)
Зависимости параметров рассеяния от частоты для компактной конструкции представлены на (рис. 24).
Рис. 24. Измеренные амплитудно-частотные характеристики устройства
Данная конструкция не требует переходных отверстий и выборок в заземляющей пластине, что упрощает технологический процесс изготовления. Известно, что на характеристики устройства влияет точность изготовления меандровой линии, таким образом, характеристики реального НО могут отличаться от результатов моделирования. В статье предложены расчетные соотношения, которые можно использовать для получения параметров линии, таких как фазовая скорость и характеристический импеданс.
В [15] описана методика, в которой четвертьволновой отрезок линии передачи заменяется на асимметричную Т-структуру (рис.25), в состав которой входит низкоомный параллельно включенный разомкнутый на конце шлейф и пара высокоомных линии с неравными электрическими длинами.
hígh-impcdance Une symmetrical T-structure
Рис.25. Эквивалентная Т-структура заменяющая четвертьволновой отрезок
Подобная методика позволяет уменьшить размеры НО на 88% в сравнении с традиционной конструкцией (рис. 26). Устройство разрабатывалось для функционирования на центральной частоте 0,9 ГГц. Достоинство данного подхода заключается в том, что эффективно используется внутреннее пространство ответвителя.
а) б)
Рис. 26. НО: топология (а), коэффициент отражения 8П и коэффициент передачи 821 (б)
Целый ряд трехдецибельных печатных НО с кросс выборками различной формы в сигнальном слое представлены в работе [16]. Благодаря такому конструктивному решению удалось значительно сократить габаритные размеры печатного ответвителя (рис. 27, а) на 80% по сравнению с традиционным ответвителем. Результаты экспериментальных измерений амплитудно-частотных характеристик изображены на (рис. 27,б).
а) б)
Рис. 27. Печатный ответвитель c прямоугольными выборками переменной ширины: топология (а),
экспериментальные измерения (б)
Прототип устройства изготовлен на подложке Rogers RT/Duroid 6010 LM с относительной диэлектрической проницаемостью sr = 10,8 и толщиной h = 0,635 мм. Поперечные размеры устройства на центральной частоте 4,5 ГГц составили 0,24 А х 0,24А .
Коэффициент отражения и развязка на центральной частоте составляют «минус» 25 дБ, коэффициент передачи в окрестностях «минус» 3 дБ. Выходные сигналы находиться в квадратуре. Топология печатного ответвителя с выборками в виде меандровой линии показаны на (рис. 28,а), данное решение позволило сократить габариты на 89% по сравнению с традиционным НО. На (рис. 28,б) представлены результаты измерений частотных характеристик НО с выборкой в виде меандра. Габаритные размеры устройства 20 ммх30 мм, что соответствует длине волны 0,18А .
V
Рис. 28. Печатный ответвитель с выборкой в виде меандра: топология (а), экспериментальные измерения (б)
На центральной частоте 3,33 ГГц коэффициент отражения Бц и развязка Б41 равны
«минус» 24,8 дБ и «минус» 21,4 дБ соответственно. Рабочее затухание Б21 и переходное
ослабление Б31 равны «минус» 3,31 дБ и «минус» 3,46 дБ соответственно. Фаза выходных
сигналов в частотном диапазоне 3,23 ГГц - 3,56 ГГц варьируется в пределах 90° ±5°.
Рассмотренные ответвителей могут быть выполнены с использованием стандартных процедур изготовления печатных плат, без сосредоточенных элементов, навесных проводов и межслойных отверстий в подложках.
2. Обзор двухдиапазонных направленных ответвителей
В работе [17] описан двухдиапазонный микрополосковый НО, в котором традиционные четвертьволновые линии заменены П - образными связанными линиями (рис 29). Топология ответвителя включает попарно связанные линии по полю и восемь разомкнутых шлейфов. Благодаря этому данная топология позволяет реализовать двухдиапазонный режим работы.
V *Ч
// А
Ло Г
X ч
а) б)
Рис. 29. Двухдиапазонный П - образный направленный ответвитель: структурная схема (а), макет (б)
На (рис. 30) представлены результаты моделирования топологии и экспериментальные исследования макета НО. На центральной частоте 3,5 ГГц верхнего диапазона наблюдаются отклонение результатов измерения от результатов моделирования, по мнению авторов это связано с погрешностью изготовления макета. На частоте 0,9 ГГц нижнего рабочего диапазона коэффициент отражения Бц равен «минус» 22,5 дБ, на частоте 3,35 ГГц Бц «минус» 16,8 дБ, развязка Б41 на центральной частоте 0,9 ГГц составляет «минус» 28,6
дБ, а на частоте 3,35 ГГц «минус» 25,4 дБ (рис. 30,а). Переходное ослабление и рабочее затухание в обоих диапазонах не превышают 4,8 дБ (рис. 30,б).
ОН/ Ггсц, ОНг
а)
б)
Рис. 30. Результаты моделирования и измерений: коэффициент отражения, развязка (а), переходное
ослабление (б)
По мнению авторов, больший разбаланс амплитуд в верхнем частотном диапазоне обусловлен с рабочими потерями в используемом диэлектрического материала БЯ-4. Разница фаз выходных сигналов не превышает 90° ±5°. В работе также предложена методика проектирования двухдиапазонного П - образного направленного ответвителя.
Двухдиапазонный режим работы НО в [18] был воплощен путем применения вместо четвертьволновых отрезков линий, линии с полуэллиптическими шлейфами (рис. 31,а). На (рис. 31,б) изображены измеренные электрические характеристики НО разработанного для диапазона частот 2,4/5,8 ГГц. Переходное ослабление и рабочее затухание в указанных частотных диапазонах варьируются от 2,9 дБ до 3,5 дБ, что вполне пригодно для многих приложений. Разница фаз выходных сигналов варьируется в пределах 90° ±5°.
а) б)
Рис. 31. Двухшлейфный НО: фотография макета (а), результаты измерений 8 - параметров (б)
Помимо двухдиапазонного режима работы удалось значительно сократить габаритные размеры устройства, путем размещения полуэлептических шлейфов внутри ответви-теля, в то время как подобные решения, например, в работе [19] не позволяли этого сделать. На (рис. 32,б) изображены измеренные электрические характеристики для трех-шлейфной модификации НО с полуэллиптическими шлейфами (рис. 32,а) функционирующего на центральных диапазонах частот 2,2/5,4 ГГц.
Рис. 32. Трехшлейфный НО: фотография макета (а), результаты измерений 8 - параметров (б)
Относительная широкополосность трехшлейфного НО оказалась зависимой от количества шлейфов, так что их увеличение ведет к расширению полосы частот [20]. На центральной частоте 2,2 ГГц максимальный разбаланс амплитуд на выходах устройства составил 3 ±0,65 дБ, на частоте 5,4 ГГц разбаланс выходных амплитуд не превышает 3 ±0,6 дБ. Коэффициент отражения и развязка в заданных частотных диапазонах не хуже «минус» 17 дБ. Разность фаз выходных сигналов варьируется в пределах 90° ±3°.
В случае двухшлейфного НО удалось достичь уменьшение габаритных размеров на 43%, в случае трехшлейфного НО на 30% относительно размеров традиционного двухшлейфного и трехшлейфного НО.
В [21] представлена реализация двухдиапазонного НО на неоднородных микропо-лосковых линиях с изменяемой по сложному закону шириной полосков применительно к частотам 0,9/1,8 ГГц (рис.33, а). Амплитудно-частотные зависимости изображены на (рис. 33,б).
а)
б)
Рис. 33. Ответвитель на неоднородных линиях: макет НО (а), результаты измерений 8 - параметров (б)
В этой же работе предложена методика анализа и синтеза НО с неоднородными линиями. Известен ряд методов анализа неоднородных микрополосковых линий (см., например, [22-24]). Однако по заверению авторов наиболее простым и эффективным подходом является разбиение неоднородной линии на совокупность однородных участков электрически малой длины [25].
Коэффициент отражения 8П на центральных частотах двух диапазонов не хуже
«минус» 18 дБ. Переходное ослабление 81 и рабочее затухание 81 в заданных диапазонах частот отклоняются от 3 дБ не более чем на 0,9 дБ. Разность фаз выходных сигналов составляет 90° ±5°, в частотном диапазоне 0,78 ГГц - 1,15 ГГц, такое же значение сохраняется для диапазона частот 1,66 ГГц - 1,85 ГГц. Предлагаемый ответвитель занимает площадь на подложке на 35,6% меньше в сравнение с традиционным ответвителем.
Для получения двухдиапазонного режима функционирования НО авторами в [26] предлагается заменить два четвертьволновых отрезка на меандровую линию, а в двух остальных выполнить малые зазоры (рис. 34,а). Изменение ширины зазора соответствует сдвигу резонансных частот. На (рис. 34,б) изображены результаты измерения амплитудно-частотных характеристики устройства, функционирующего в двух диапазонах частот.
Результаты измерения показали, что коэффициент отражения 8П на центральной частоте 2,45 ГГц первого частотного диапазона равен «минус» 24,46 дБ, на центральной частоте второго диапазона «минус» 14,9 дБ. Развязка 81 между портами на центральных частотах равна «минус» 16,8 дБ, и «минус» 25,12 дБ для первого и второго частотных диапазонов соответственно. Коэффициент передачи 8 и 8 на центральных частотах заданных частотных диапазонов не превышает пределов 3 ±0,9 дБ. Разность фаз выходных сигналов 90° ±2°. Помимо двухдиапазонного режима работы, удалось достичь уменьшения габаритных размеров на 65%.
а) б) Рис. 34. Двухдиапазонный ответвитель: топология (а) прототип (б)
3. Обзор направленных ответвителей с нетрадиционными типами направленности и сверхширокополосностью
В работе [27] авторами предложен ответвитель на связанных линиях, на краях области связи включены конденсаторы, обеспечивающие емкостную связь первичной и вторичной линий (рис. 35). Данное решение позволяет получить из противонаправленного ответвителя сонаправленный ответвитель, также благодаря данному решению удалось вдвое уменьшить линейный размер ответвителя (с X /4 до X /8). Емкости конденсаторов рассчитываются с помощью полученных в работе формул.
а)
б)
Рис. 35. Направленный ответвитель: схема (а), макет устройства (б)
На (рис. 36,а) изображены результаты моделирования и результаты измерений 8 -параметров. Результаты измерения фазы выходных сигналов приведены на (рис. 36,б).
92
BB
„ Э4
SO
7&
72
еа
--- -1-1-'-
и ■■■ ■ 1
■ ■ н ■
а
1 ■
■
___ ___ _1_
о .а
а.э
1Л
Frei]Jünc.y (Gtlz)
1.1
1.2
а) б)
Рис. 36. Частотные зависимости НО: S - параметры (а), разность фаз выходных сигналов (б)
В последние время появились работы, в которых выполнено исследование относительно малоизученных НО - транснаправленных [28]. Основным достоинством транснаправленных ответвителей на связанных линиях является наличие гальванической развязки входного плеча относительно выходных, в которых имеет место деление мощности. Конструктивно ответвитель состоит из двух связанных линий нагруженных на конденсаторы. В разрывы связанных линий впаяны сосредоточенные индуктивности, благодаря данному решению удалось уменьшить габаритные размеры устройства (рис.37,а). Экспериментальный макет изготовлен на подложке с относительной диэлектрической проницаемостью sr = 3,5 и толщиной h = 1,5 мм (рис.37,б).
а) б)
Рис. 37. Транснаправленный ответвитель: топология (а), макет устройства (б)
На (рис. 38) изображены результаты измерений амплитудно-частотных характеристик транснаправленного НО.
а)
б)
Рис. 38. Частотные зависимости транснаправленного НО: S - параметры (а), разность фаз выходных
сигналов (б)
На центральной частоте 1,6 ГГц коэффициент отражения составил «минус» 37 дБ, развязка в частотном диапазоне 1,5 - 1,7 ГГц не хуже «минус» 20 дБ. Рабочее затухание и переходное ослабление варьируются в пределах 3±0,5 дБ. Разность фаз в заданном частотном диапазоне равна 90° ±1°. Транснаправленные ответвители могут найти применение при построении диаграммообразующих схем, например, фазированных антенных решеток [29].
Интересный подход к созданию широкополосных НО на связанных линиях предложен в работе [30]. Предлагаемый трехдецибельный НО реализован на EBG структуре (electromagnetic band gap), позволяющей создавать устройства СВЧ с более высокими электрическими характеристиками [31]. Макет устройства показан на (рис. 39).
Рис. 39. Фотография изготовленного макета
На (рис.40,а) приведены частотные характеристики рабочего затухания и переходного ослабления, коэффициент отражения и развязка на (рис.40,б). Из графиков видно, что устройство широкополосное, его рабочие характеристики находятся в полосе частот от 3,5 ГГц до 8 ГГц.
а)
б)
Рис. 40. Амплитудно-частотные характеристики: рабочее затухание и переходное ослабление (а),
коэффициент отражения и развязка (б)
Направленный ответвитель, в котором энергия волны с малыми потерями переходит преимущественно в один из каналов( 0^В НО), предложен в [32]. Он представляет собой многосекционный встречно-штыревой конденсатор (рис.41,а). Известно, что встречно-штыревой структуры, отличаются достаточно высокой степенью миниатюрности [33]. Такого рода ответвители, например, могут быть использованы в блоках частотной развязки.
Рис. 41. Направленный ответвитель на встречных штырях: топология (а), изготовленный макет (б)
На графиках (рис. 42,а) и (рис. 42,б) приведено сравнение результатов измерения, электромагнитного моделирования и схемотехнического моделирования амплитудно-частотных зависимостей предлагаемого ответвителя.
а) б)
Рис. 42. Частотные зависимости характеристик ответвителя на встречных штырях: коэффициент отражения и развязка (а), рабочее затухание и переходное ослабление (б)
В окрестностях центральной частоты 3 ГГц ответвитель характеризуется разбалансом выходных амплитуд, не превышающих ±2 дБ, коэффициент отражения Sn не хуже
«минус» 15 дБ, развязка между входами устройства Si не хуже «минус» 15 дБ. Длина области электромагнитной связи составила X /2, ширина X /13, в то время как традиционный НО имеет область связи равную X /4.
Широкополосные направленные ответвители многослойного типа с апертурной связью нашли широкое применение, например, в диаграммообразующих схемах (ДОС) фазированных антенных решеток (ФАР) [34]. Как и у традиционных НО на связанных линиях в ответвители с апертурной связью четные и нечетные моды распространяются с разной скоростью, что в свою очередь ведет к ухудшению электрических характеристик ответвителя [35]. Для выравнивания скоростей мод в работе [36] предложена форма апертуры связи в виде прямоугольника с гофрированными участками (рис.43,а). Макет устройства изображен на (рис.43,б).
а) б)
Рис.43. НО с апертурной связью: фотография макета (а), фотография выборки в центральном проводнике
На графиках (рис.44,а) и (рис.44,б) представлены основные характеристики ответви-теля, предназначенного для функционирования в частотном диапазоне 3,1 - 10,6 ГГц, в данном частотном диапазоне реализуется технология UWB (Ultra Wide Band) [37].
а)
б)
Рис. 44. Частотные зависимости НО с апертурной связью: рабочее затухание и переходное ослабление (а),
коэффициент отражения и развязка (б)
Коэффициент отражения в заданном диапазоне частот не хуже «минус» 22 дБ, в свою очередь изоляция между портами не превышает отметки в «минус» 26 дБ. Разбаланс амплитуд не более ±0,5 дБ, разность фаз выходных сигналов 90±0,7°.
В работе [38] для улучшения электромагнитной взаимной связи между первичной и вторичной связанными линиями предложен ответвитель (рис.45,а) с выборкой в заземляющей пластине в виде контура (рис.45, б). В центре и по краям контура расположены переходные отверстия, соединяющие верхний и нижний проводящие слои, которые увеличивают электромагнитную связь.
а) б)
Рис. 45. Модифицированный НО на связанных линиях: вид сверху печатной платы (а), вид снизу печатной
платы (б)
Измеренные электрические характеристики ответвителя представлены на графиках. Разбаланс амплитуд на выходах НО показан на (рис. 46,а), на (рис. 46,б) изображен коэффициент отражения и развязка.
а)
б)
Рис. 46. Основные нормируемые характеристики: рабочее затухание 831, переходное ослабление 821 (а),
коэффициент отражения 8П , развязка 841 (б)
В частотно диапазоне 0.874 - 2.124 ГГц отклонение от номинального значения на выходах устройства не превышает 1 дБ. Коэффициент отражения и развязка не хуже «минус» 17,4 дБ. Разность фаз выходных сигналов на центральной частоте 1,5 ГГц составляет 89,61°.
Противонаправленный ответвитель двухсекционного типа на связанных линиях, представлен в работе [39]. Ответвитель имеет ряд следующих преимуществ по сравнению с традиционным НО на связанных линиях: электромагнитная связь между первичной и вторичной линиями на центральной частоте 1.88 ГГц равна 4,22 дБ, направленность не хуже «минус» 36,6 дБ, ответвитель реализован без переходных отверстий и перемычек, отсутствуют выборки в заземляющей пластине.
На (рис. 47,а) представлена симметричная эквивалентная схема ответвителя, состоящая из двух секций, каждая секция имеет свою электрическую длину и волновое сопротивление. Минимальный зазор между связанными линиями равен 0,4 мм, как следствие простота реализации в микрополосковом исполнении. Фотография изготовленного макета изображена на (рис. 47,б). На (рис.47,в) изображены параметры рассеяния и разность фаз выходных сигналов.
В диапазоне частот 1,78 ГГц - 2 ГГц переходное ослабление и рабочее затухание не превышают 5 дБ, коэффициент отражения и развязка «минус» 25,6 дБ и «минус» 25 дБ соответственно. Разность фаз выходных сигналов 90±1,1°.
Также в работе предложена методика проектирования таких типов ответвителей. Однако данный ответвитель не пригоден для использования, например, в многолучевых ДОС, так как суммарный разбаланс выходных амплитуд будет значительно отличаться от номинальных значений.
а)
б)
Ргедиепсу (ОНя)
в)
Рис. 47. Двухсекционный противонаправленный ответвитель: эквивалентная схема (а), фотография макета
(б), 8 - параметры устройства (в)
Заключение
Для уменьшения габаритных размеров ответвителей предлагается применение композитных линий, обладающими свойствами метаматериалов, замена четвертьволновых линий на П-, Т- и комбинированные П-Т-звенья, использование высокоомных и низко-омных отрезков, представляющие собой ФНЧ заменяющие четвертьволновые отрезки линий, а также частичного применения фрактальной геометрии в виде выборок в заземляющей пластине. Для расширения функциональности, в частности реализации двухдиапа-зонных режимов работы НО используются линии передачи с изменяемой по сложному закону шириной полосков а также топологии, имеющие две группы линий и определенное количество разомкнутых на концах шлейфов, при этом отсутствуют сосредоточенные реактивные элементы. Для реализации ответвителей с нетрадиционным типом направленности - транснаправленных предпочтительнее применять ответвители на связанных линиях в виду наличия у них гальванической развязки. Для расширения полосы частот ответвите-лей предпочтительно применение многослойной технологии с использованием апертуры связи специальной формы.
Список литературы
1. Guowei Lian, Zhang Wang, Zhouyan He, Zhiguang Zhong, Leming Sun, Mudan Yu. A new miniaturized microstrip branch-line coupler with good harmonic suppression // PIER Letters (Progress in Electromagnetics Research Letters). 2017. Vol. 67. Pp. 61-66.
DOI: 10.2528/PIERL17021901
2. Kazerooni М., Aghalari M. Size reduction and harmonic suppression of rat-race hybrid coupler using defected microstrip structure // PIER Letters (Progress in Electromagnetics Research Letters). 2011. Vol. 26. Pp. 87-96. DOI: 10.2528/PIERL11071704
3. Вендик И.Б., Вендик О.Г. Метаматериалы и их применение в технике сверхвысоких частот (Обзор) // Журнал технической физики. 2013. № 1. С. 3-28.
4. He-Xiu Xu, Guang-Ming Wang, Jian-Gang Liang. Novel composite right-/left handed transmission lines using fractal geometry and compact microwave devices application // Radio Science. 2011. Vol. 46. No. 5. Pp. 1-11. DOI: 10.1029/2010RS004617
5. Sun L., Yin Y.-Z., Lei X., Wong V. A novel miniaturized branch-line coupler with equivalent transmission lines // PIER Letters (Progress in Electromagnetics Research Letters). 2013. Vol. 38. Pp. 35-44. DOI: 10.2528/PIERL13011302
6. Ghatak R., Pal M., Sarkar B. Realization of miniaturized quadrature hybrid coupler with reduced length branch arms using recursively loaded stubs // PIER Letters (Progress in Electromagnetics Research Letters). 2013. Vol. 43. Pp. 45-54. DOI: 10.2528/PIERL13071304
7. Song L., Nie Y. A miniaturized directional coupler using complementary split ring resonator and dumbbell-like defected ground structure // PIER Letters (Progress in Electromagnetics Research Letters). 2016. Vol. 63. Pp. 53-57. DOI: 10.2528/PIERL16060302
8. Khandelwal M.K., Kanaujia B.K., Kumar S. Defected ground structure: fundamentals, analysis and applications in modern wireless trends // Intern. J. of Antennas and Propagation. 2017. Vol. 2017. Article ID 2018527. 22 p. DOI: 10.1155/2017/2018527
9. Dao-zhi Wei, Hui-yong Zeng, Zhong-wu Yu. Compact branch-line coupler using composite right/left-handed transmission lines with novel CSSRR // 2nd Intern. conf. on consumer electronics, communications and networks: CECNet 2012 (Yichang, China, April 21-23, 2012): Proc. N.Y.: IEEE, 2012. Pp. 218-221. DOI: 10.1109/CECNet.2012.6201447
10. Kyo-Soon Choi, Ki-Cheol Yoon, Jae-Yeong Lee, Choul-Ki Lee, Seong-Cheol Kim, Ki-Byoung Kim, Jong-Chul Lee. Compact branch-line coupler with harmonics suppression using meander T-shaped line // Microwave and Optical Technology Letters. 2014. Vol. 56. No. 6. Pp. 1382-1384. DOI: 10.1002/mop.28331
11. Nosrati M., Virdee B.S. Realization of a compact branch-line coupler using quasi-fractal loaded coupled transmission-lines // PIER Letters (Progress in Electromagnetics Research Letters). 2010. Vol. 13. Pp. 33-40. DOI: 10.2528/PIERC10031303
12. Летавин Д.А. Миниатюрные конструкции микрополосковых мостовых устройств // Изв. Самарского науч. центра Российской акад. наук. 2016. Т. 18. № 2-3. С. 917-921.
13. Letavin D.A., Mitelman Yu.E., Chechetkin V.A. Investigation of the frequency influence on the miniaturization efficiency of microstrip devices using LPFs // 10th Eur. conf. on antennas and propagation: EuCAP 2016 (Davos, Switzerland, April 10-15, 2016): Proc. N.Y.: IEEE, 2016. DOI: 10.1109/EuCAP.2016.7481614
14. Wei-Shin Chang, Chi-Yang Chang. A high slow-wave factor microstrip structure with simple design formulas and its application to microwave circuit design // IEEE Trans. on Microwave Theory and Technique. 2012. Vol. 60. No. 11. Pp. 3376-3383.
DOI: 10.1109/TMTT.2012.2216282
15. Chao-Hsiung Tseng, Chin-Lin Chang. A rigorous design methodology for compact planar branch-line and rat-race couplers with asymmetrical T-structures // IEEE Trans. on Microwave Theory and Technique. 2012. Vol. 60. No. 7. Pp. 2085-2092.
DOI: 10.1109/TMTT.2012.2195019
16. Sun S., Zhu L. Miniaturised patch hybrid couplers using asymmetrically loaded cross slots // IET Microwaves, Antennas & Propagation. 2010. Vol. 4. No. 9. Pp. 1427-1433.
DOI: 10.1049/iet-map.2009.0293
17. Cao Y., Wen J., Hong H., Liu J. Design of planar dual-band branch-line coupler with П-shaped coupled lines // PIER Letters (Progress in Electromagnetics Research Letters). 2015. Vol. 55. Pp. 113-120. DOI: 10.2528/PIERL15061902
18. Han Y.-L., Jiao Y.-C., Ni T., Weng Z.-B. Novel compact dual-band branch-line couplers with half elliptical-ring impedance stub lines // PIER Letters (Progress in Electromagnetics Research Letters). 2015. Vol. 56. Pp. 9-15. DOI: 10.2528/PIERL15072802
19. Kuo-Cheng Chin, Ken-Min Lin, Yen-Hsiu Wei, Tzu-Hao Tseng, Yu-Jie Yang. Compact dual-band branch-line and rat-race couplers with stepped-impedance-stub lines // IEEE Trans. on Microwave Theory and Technique. 2010. Vol. 58. No. 5. Pp. 1213-1221. DOI: 10.1109/TMTT.2010.2046064
20. Гвоздев В.И., Нефёдов Е.И. Объемные интегральные схемы СВЧ. М.: Наука, 1985. 255 с.
21. Taravati S., Khalaj-Amirhosseini M. Compact dual-band stubless branch-line coupler // J. of Electromagnetic Waves and Applications. 2012. Vol. 26. No. 10. Pp. 1323-1331. DOI: 10.1080/09205071.2012.699393
22. Ke Lu. An efficient method for analysis of arbitrary nonuniform transmission lines // IEEE Trans. on Microwave Theory and Technique. 1997. Vol. 45. No. 1. Pp. 9-14.
DOI: 10.1109/22.552026
23. Khalaj-Amirhosseini M. Analysis of coupled or single nonuniform transmission lines using step-by-step numerical integration // PIER Letters (Progress in Electromagnetics Research Letters). 2006. Vol. 58. Pp. 187-198. DOI: 10.2528/PIER05072803
24. Khalaj-Amirhosseini M. Analysis of coupled or single nonuniform transmission lines using Taylor's series expansion // PIER Letters (Progress in Electromagnetics Research Letters). 2006. Vol. 60. Pp. 107-117. DOI: 10.2528/PIER05101901
25. Paul C.R. Analysis of multiconductor transmission lines. 2nd ed. Hoboken: Wiley-Interscience: IEEE Press, 2008. 780 p.
26. Jizat N.M., Rahim S.K.A., Rahman T.A., Abdulrahman A.Y., Sabran M.I., Hall P S. Miniaturized size of dual-band-meandered branch-line coupler for WLAN application // Microwave and Optical Technology Letters. 2011. Vol. 53. No. 11. Pp. 2543-2547.
DOI: 10.1002/mop.26312
27. Yae Suk Jeong, Tae Wook Kim. Design and analysis of swapped port coupler and its application in a miniaturized Butler matrix // IEEE Trans. on Microwave Theory and Technique. 2010. Vol. 58. No. 4. Pp. 764-770. DOI: 10.1109/TMTT.2010.2041571
28. Liu H., Fang S.-J., Wang Z., Zhou Y. Miniaturization of trans-directional coupled line couplers using series inductors // PIER Letters (Progress in Electromagnetics Research Letters). 2014. Vol. 46. Pp. 171-177. DOI: 10.2528/PIERC13122201
29. Arnedo I., Arregui I., Chudzik M., Teberio F., Lujambio A., Benito D., Lopetegi T., Laso M.A.G. Passive microwave component design using inverse scattering: theory and applications // Intern. J. of Antennas and Propagation. 2013. Vol. 2013. Article ID 761278. 10 p. DOI: 10.1155/2013/761278
30. Калинин Ю.Е., Останков А.В., Щетинин Н.Н. Микрополосковый двухшлейфный направленный ответвитель со специальными характеристиками // Радиотехника. 2016. № 6. С. 44-49.
31. Банков С.Е., Пангонис Л.И., Фролова Е.В. Проектирование и экспериментальное исследование антенной решетки на ESG-волноводах // Радиотехника и электроника. 2010. Т. 55. № 11. С. 1296-1310.
32. Keshavarz R., Movahhedi М. A compact and wideband coupled-line coupler with high coupling level using shunt periodic stubs // Radioengineering. 2013. Vol. 22. No. 1. Pp. 323-327.
33. Беляев Б.А., Сержантов A.M., Бальва Я.Ф., Лексиков А.А., Галеев Р.Г. Новая конструкция миниатюрного микрополоскового резонатора на основе встречно-штыревой структуры // Письма в журнал технической физики. 2014. Т. 40. № 22. С. 52-60.
34. Нечаев Ю.Б., Щетинин Н.Н. Широкополосная матрица Батлера на основе направленного ответвителя с апертурной связью // Теория и техника радиосвязи. 2011. № 4. С. 43-48.
35. Moradian М. Improving isolation of slot-coupled directional couplers with weak and tight couplings // IET Microwaves Antennas & Propagation. 2015. Vol. 9. No. 14. Pp. 1645-1652. DOI: 10.1049/iet-map.2015.0219
36. Moscoso-Martir A., Molina-Fernandez I., Ortega-Monux А. High performance multisection corrugated slot-coupled directional couplers // PIER Letters (Progress in Electromagnetics Research Letters). 2013. Vol. 134. Pp. 437-454. DOI: 10.2528/PIER12111504
37. Nedil М., Mohamed A. El Cafsi, Denidni TA., Gharsallah A. Novel UWB CB-CPW Butler matrix for wireless applications // 2014 IEEE Antennas and Propagation Soc. Intern. symp.:
APSURSI 2014 (Memphis, USA, July 6-11, 2014): Proc. N.Y.: IEEE, 2014. Pp. 1800-1801. DOI: 10.1109/APS.2014.6905226
38. Cheng-Hsien Liang, Wei-Shin Chang, Chi-Yang Chang. Enhanced coupling structures for tight couplers and wideband filters // IEEE Trans. on Microwave Theory and Technique. 2011. Vol. 59. No. 3. Pp. 574-583. DOI: 10.1109/TMTT.2010.2094202
39. Yongle Wu, Weinong Sun, Sai-Wing Leung,Yinliang Diao, Kwok-Hung Chan, Yun-Ming Siu. Single-layer microstrip high-directivity coupled-line coupler with tight coupling // IEEE Trans. on Microwave Theory and Technique. 2013. Vol. 61. No. 2. Pp. 746-753.
DOI: 10.1109/TMTT.2012.2235855
Radio Engineering, 2017, no. 05, pp. 1-37. DOI: 10.24108/rdeng.0517.0000111 Received: 26.08.2017
© NP "NEICON"
UHF and SHF Micro-strip Directional Couplers
A.V. Ostankov1, N.N. Shchetinin2'* 'nikita-ifretjiTinigmailju
Voronezh State Technical University, Voronezh, Russia 2Voronezh Institute of the Russian Federal Penitentiary Service,
Voronezh, Russia
Keywords: directional coupler, amplitude-frequency characteristic, miniaturization
The paper gives a review to analyse the outcomes achieved in the field of micro-strip directional couplers within 2010 - 2017.
Considers design features of over twenty original or modified quadrature micro-strip directional couplers within ultrahigh (UHF) and super-high frequency (SHF) bands. The focus is on the ways to reduce overall dimensions of traditional loopback, printed and coupled couplers, enhance their use in several frequency bands, suppress higher order harmonics up to the sixth, provide broad-banding operation frequency to several octaves, change a type of the laterally-coupled coupler directionality from the counter-directional to the co-directional and trans-directional ones. The results obtained are achieved due to the following: the change of the quarter-wave line segments for their equivalent micro-strip "n"- and "T"- like structures and their combinations, the quasi-fractal topological implementation of devices, the use of composite transmission lines with the properties of meta-materials, the use of defects of various shapes in the ground plane, the samples in the signal layer of metallization, the low-pass filters in combination version of high-resistance and low-resistance lines, the use of special-form coupling apertures in a multilayer response which allows to compensate for the differences in phase lengths of the segments of connected lines for the even- and odd-order modes, thereby enabling significant improvement of coupler characteristics.
The paper briefly describes coupler topologies, equivalent circuits and device layouts. Shows amplitude-frequency and phase-frequency characteristics simulated in computer-aided design systems. Also presents measuring results of the fabricated mock-ups of micro-strip directional couplers. The results obtained may be of interest to the creators of SHF devices and those involved in further investigation to seek and improve couplers of known designs.
References
1. Guowei Lian, Zhang Wang, Zhouyan He, Zhiguang Zhong, Leming Sun, Mudan Yu. A new miniaturized microstrip branch-line coupler with good harmonic suppression. PIER Letters
PaßMocrpoeHMe
Hayn} t o-npa KmimecKU ü itcyp 11 ci/i
(Progress in Electromagnetics Research Letters), 2017, vol. 67, pp. 61-66. DOI: 10.2528/PIERL17021901
2. Kazerooni M., Aghalari M. Size reduction and harmonic suppression of rat-race hybrid coupler using defected microstrip structure. PIER Letters (Progress in Electromagnetics Research Letters), 2011, vol. 26, pp. 87-96. DOI: 10.2528/PIERL11071704
3. Vendik I.B., Vendik O.G. Metamaterials and their application in the technique of ultra high frequencies (review). Technical Physics. The Russian Journal of Applied Physics, 2013, vol. 58, no. 1, pp. 1-24. DOI: 10.1134/S1063784213010234
4. He-Xiu Xu, Guang-Ming Wang, Jian-Gang Liang. Novel composite right-/left handed transmission lines using fractal geometry and compact microwave devices application. Radio Science, 2011, vol. 46, no. 5, pp. 1-11. DOI: 10.1029/2010RS004617
5. Sun L., Yin Y.-Z., Lei X., Wong V. A novel miniaturized branch-line coupler with equivalent transmission lines. PIER Letters (Progress In Electromagnetics Research Letters), 2013, vol. 38, pp. 35-44. DOI: 10.2528/PIERL13011302
6. Ghatak R., Pal M., Sarkar B. Realization of miniaturized quadrature hybrid coupler with reduced length branch arms using recursively loaded stubs. PIER Letters (Progress in Electromagnetics Research Letters), 2013, vol. 43, pp. 45-54. DOI: 10.2528/PIERL13071304
7. Song L., Nie Y. A miniaturized directional coupler using complementary split ring resonator and dumbbell-like defected ground structure. PIER Letters (Progress in Electromagnetics Research Letters), 2016, vol. 63, pp. 53-57. DOI: 10.2528/PIERL16060302
8. Khandelwal M.K., Kanaujia B.K., Kumar S. Defected ground structure: fundamentals, analysis, and applications in modern wireless trends. Intern. J. of Antennas and Propagation, 2017, vol. 2017, article ID 2018527. 22 p. DOI: 10.1155/2017/2018527
9. Dao-zhi Wei, Hui-yong Zeng, Zhong-wu Yu. Compact branch-line coupler using composite right/left-handed transmission lines with novel CSSRR. 2nd Intern. conf. on consumer electronics, communications and networks: CECNet 2012 (Yichang, China, April 21-23, 2012): Proc. N.Y.: IEEE, 2012. Pp. 218-221. DOI: 10.1109/CECNet.2012.6201447
10. Kyo-Soon Choi, Ki-Cheol Yoon, Jae-Yeong Lee, Choul-Ki Lee, Seong-Cheol Kim, Ki-Byoung Kim, Jong-Chul Lee. Compact branch-line coupler with harmonics suppression using meander T-shaped line. Microwave and Optical Technology Letters, 2014, vol. 56, no. 6, pp. 1382-1384. DOI: 10.1002/mop.28331
11. Nosrati M., Virdee B.S. Realization of a compact branch-line coupler using quasi-fractal loaded coupled transmission-lines. PIER Letters (Progress in Electromagnetics Research Letters), 2010, vol. 13, pp. 33-40. DOI: 10.2528/PIERC10031303
12. Letavin D.A Miniature constructions of microstrip couplers. Izvestiia Samarskogo nauchnogo tsentra RAN [Proc. of the Samara Scientific Center of the RAS], 2016, vol. 18, no. 2-3, pp. 917-921 (in Russian).
13. Letavin D.A., Mitelman Yu.E., Chechetkin V.A. Investigation of the frequency influence on the miniaturization efficiency of microstrip devices using LPFs. 10th Eur. conf. on anten-
nas and propagation: EuCAP 2016 (Davos, Switzerland, April 1015, 2016): Proc. N.Y.: IEEE, 2016. DOI: 10.1109/EuCAP.2016.7481614
14. Wei-Shin Chang, Chi-Yang Chang. A high slow-wave factor microstrip structure with simple design formulas and its application to microwave circuit design. IEEE Trans. on Microwave Theory and Technique, 2012, vol. 60, no. 11, pp. 3376-3383.
DOI: 10.1109/TMTT.2012.2216282
15. Chao-Hsiung Tseng, Chin-Lin Chang. A rigorous design methodology for compact planar branch-line and rat-race couplers with asymmetrical T-structures. IEEE Trans. on Microwave Theory and Technique, 2012, vol. 60, no. 7, pp. 2085-2092.
DOI: 10.1109/TMTT.2012.2195019
16. Sun S., Zhu L. Miniaturised patch hybrid couplers using asymmetrically loaded cross slots. IETMicrowaves, Antennas & Propagation, 2010, vol. 4, no. 9, pp. 1427-1433.
DOI: 10.1049/iet-map.2009.0293
17. Cao Y., Wen J., Hong H., Liu J. Design of planar dual-band branch-line coupler with n-shaped coupled lines. PIER Letters (Progress in Electromagnetics Research Letters), 2015, vol. 55, pp. 113-120. DOI: 10.2528/PIERL15061902
18. Han Y.-L., Jiao Y.-C., Ni T., Weng Z.-B. Novel compact dual-band branch-line couplers with half elliptical-ring impedance stub lines. PIER Letters (Progress in Electromagnetics Research Letters), 2015, vol. 56, pp. 9-15. DOI: 10.2528/PIERL15072802
19. Kuo-Cheng Chin, Ken-Min Lin, Yen-Hsiu Wei, Tzu-Hao Tseng, Yu-Jie Yang. Compact dual-band branch-line and rat-race couplers with stepped-impedance-stub lines. IEEE Trans. on Microwave Theory and Technique, 2010, vol. 58, no. 5, pp. 1213-1221.
DOI: 10.1109/TMTT.2010.2046064
20. Gvozdev V.I., Nefedov E.I. Ob'emnye integral'nye skhemy SVCh [Volumetric integrated circuits of microwave]. Moscow: Nauka Publ., 1985. 255 p. (in Russian).
21. Taravati S., Khalaj-Amirhosseini M. Compact dual-band stubless branch-line coupler. J. of Electromagnetic Waves and Applications, 2012, vol. 26, no. 10, pp. 1323-1331.
DOI: 10.1080/09205071.2012.699393
22. Ke Lu. An efficient method for analysis of arbitrary nonuniform transmission lines. IEEE Trans. on Microwave Theory and Technique, 1997, vol. 45, no. 1, pp. 9-14.
DOI: 10.1109/22.552026
23. Khalaj-Amirhosseini M. Analysis of coupled or single nonuniform transmission lines using step-by-step numerical integration. PIER Letters (Progress in Electromagnetics Research Letters), 2006, vol. 58, pp. 187-198. DOI: 10.2528/PIER05072803
24. Khalaj-Amirhosseini M. Analysis of coupled or single nonuniform transmission lines using Taylor's series expansion. PIER Letters (Progress in Electromagnetics Research Letters), 2006, vol. 60, pp. 107-117. DOI: 10.2528/PIER05101901
25. Paul C.R. Analysis of multiconductor transmission lines. 2nd ed. Hoboken: Wiley-Interscience: IEEE Press, 2008. 780 p.
26. Jizat M., Rahim S.K.A., Rahman T.A., Abdulrahman A.Y., Sabran M.I., Hall P.S. Miniaturized size of dual-band-meandered branch-line coupler for WLAN application. Microwave and Optical Technology Letters, 2011, vol. 53, no. 11, pp. 2543-2547.
DOI: 10.1002/mop.26312
27. Yae Suk Jeong, Tae Wook Kim. Design and analysis of swapped port coupler and its application in a miniaturized Butler matrix. IEEE Trans. on Microwave Theory and Technique, 2010, vol. 58, no. 4, pp. 764-770. D0I:10.1109/TMTT.2010.2041571
28. Liu H., Fang S.-J., Wang Z., Zhou Y. Miniaturization of trans-directional coupled line couplers using series inductors. PIER Letters (Progress in Electromagnetics Research Letters), 2014, vol. 46, pp. 171-177. DOI: 10.2528/PIERC13122201
29. Arnedo I., Arregui I., Chudzik M., Teberio F., Lujambio A., Benito D., Lopetegi T., Laso M.A.G. Passive microwave component design using inverse scattering: theory and applications. Intern. J. of Antennas and Propagation, 2013, vol. 2013, article ID 761278. 10 p. DOI: 10.1155/2013/761278
30. Kalinin Yu.E., Ostankov A.V., Schetinin N.N. Microstrip two-loop directional coupler with special characteristics. Radiotekhnika [Radioengineering], 2016, no. 6, pp. 44-49 (in Russian).
31. Bankov S.E., Pangonis L.I., Frolova E.V. Design and experimental investigation of the antenna array based on EBG waveguides. J. of Communications Technology and Electronics,
2010, vol. 55, no. 11, pp. 1208-1222. DOI: 10.1134/S1064226910110021
32. Keshavarz R., Movahhedi M. A compact and wideband coupled-line coupler with high coupling level using shunt periodic stubs. Radioengineering, 2013, vol. 22, no. 1,
pp. 323-327.
33. Belyaev B.A., Serzhantov A.M., Bal'va Ya.F., Leksikov A.A., Galeev R.G. A new design of a miniature filter on microstrip resonators with an interdigital structure of conductors. Technical Physics Letters, 2015, vol. 41, no. 5, pp. 504-507.
DOI: 10.1134/S1063785015050193
34. Nechaev Yu.B., Shchetinin N.N. Broadband Butler matrix based slot-coupled directional couplers. Teoriia i tekhnika radiosviazi [Theory and technique of radio communication],
2011, no. 4, pp. 43-48 (in Russian).
35. Moradian M. Improving isolation of slot-coupled directional couplers with weak and tight couplings. IETMicrowaves Antennas & Propagation, 2015, vol. 9, no. 14, pp. 1645-1652. DOI: 10.1049/iet-map.2015.0219
36. Moscoso-Martir A., Molina-Fernandez I., Ortega-Monux A. High performance multisection corrugated slot-coupled directional couplers. PIER Letters (Progress in Electromagnetics Research), 2013, vol. 134, pp. 437-454. DOI: 10.2528/PIER12111504
37. Nedil M., Mohamed A.El Cafsi, Denidni T. A., Gharsallah A. Novel UWB CB-CPW butler matrix for wireless applications. 2014 IEEE Antennas and Propagation Soc. Intern. symp.:
APSURSI2014 (Memphis, USA, July 6-11, 2014): Proc. N.Y.: IEEE, 2014. Pp. 1800-1801. DOI: 10.1109/APS.2014.6905226
38. Cheng-Hsien Liang, Wei-Shin Chang, Chi-Yang Chang. Enhanced coupling structures for tight couplers and wideband filters. IEEE Trans. on Microwave Theory and Technique, 2011, vol. 59, no. 3, pp. 574-583. DOI: 10.1109/TMTT.2010.2094202
39. Yongle Wu, Weinong Sun, Sai-Wing Leung,Yinliang Diao, Kwok-Hung Chan, Yun-Ming Siu. Single-layer microstrip high-directivity coupled-line coupler with tight coupling. IEEE Trans. on Microwave Theory and Technique, 2013, vol. 61, no. 2, pp. 746-753.
DOI: 10.1109/TMTT.2012.2235855
