CC BY
4Рассмотрим возможные варианты схемотехнической реализации отдельных блоков системы автоматического регулирования (САР). Составными частями компаратора являются элемент сравнения CC (Compare Се11) и выходной формирователь OF (Output Former), обеспечивающий стандартные уровни выходного сигнала VouL = 0, VcultH = Eddd,
где EM - напряжение питания. Элемент сравнения CC выполняется на основе нелинейного усилителя, который должен иметь как можно больший коэффициент усиления k = \dVout / dVn I при входном напряжении V nn , равном пороговому напряжению V0.
Основные требования к элементу CC: 1) пороговое напряжение не должно быть чувствительным к технологическому разбросу параметров элементов и температуре; 2) зона переключения должна быть достаточной для надежной работы выходного формирователя. Первое требование обеспечивает стабильность момента сравнения и реализуется схемотехническими методами. Второе требование способствует повышению коэффициента обратной связи KFB.
Бесконечное значение коэффициента усиления достигается использованием положительной обратной связи (например, если в качестве элемента сравнения используется триггер). В этом случае передаточная характеристика компаратора имеет гистерезис (рис.1,а), наличие которого нежелательно. Перепад выходного напряжения AVout при
переключении компаратора будем называть зоной переключения. Если обратная связь отсутствует, бесконечное значение коэффициента усиления может быть получено только при бесконечном собственном коэффициенте усиления транзисторов g/G, где g - крутизна ВАХ, G - выходная проводимость (рис. 1,б).
Рис. 1. Передаточная характеристика элемента сравнения: а - с положительной обратной связью; б - без обратной связи
При отсутствии обратной связи зона переключения равна нулю, однако понятие зоны переключения полезно в идеальной модели элемента сравнения, где полагается, что в пологой области ВАХ транзисторов G = 0. При этом ширина зоны переключения характеризует качество компаратора. Проанализируем элементы сравнения без обратной связи. Два основных варианта элемента СС представлены на рис.2. Элемент включает усилитель и формирователь напряжения затвор-исток У^ нагрузочного
^-канального транзистора 02, реализующий принцип токового зеркала. Если параметры однотипных транзисторов идентичны, пороговое напряжение не зависит от этих параметров и равно опорному напряжению V •
Рис.2. Элементы сравнения на основе простого инвертора (а) и логического вентиля (б): 1 - усилитель, 2 - формирователь напряжения У^р
Границы зоны переключения элемента СС соответствуют выходу транзисторов G1
и G2 за пределы пологой области ВАХ и определяются соотношениями
УоиН — ЕМ 2 Ур ) •
Таким образом, ширина зоны переключения определяется как
АКи; — КиН - УоиЧ — Ем - V - Уа -V р ) + V п •
(1а) (1б)
(2)
Расширение зоны переключения возможно за счет уменьшения опорного (порогового) напряжения К0 и напряжения V 2 •
В элементе СС на основе инвертора (рис.2,а) выполняется равенство
V — Vgs3 •
(3а)
В элементе СС на основе логического вентиля с истоковой связью (рис.2,б) минимальное значение опорного напряжения должно обеспечить работу транзистора G0 в пологой области ВАХ:
V > ^ + Vgs3 - V» ,
(3б)
где
VВ,1 — V»+(Vgsз - V»)/4» •
(4)
Соотношение (4) получено из условий симметричного распределения токов в вентиле при V» — V0 :
1[ — ¡['— Р1 ^ - V»)2 / 2 — 1о / 2 — Ро ^з - V р )2 / 4 •
Напряжение V2 в элементе СС на основе инвертора (см. рис.2,а) связано с опорным напряжением ¥0 условием равенства токов через транзисторы G3 и G4 при V» — V0 :
¡з — Рз (V - V» )2 / 2 — ¡4 — Р4 &2 - V „ )2 / 2 •
Отсюда
= (У -V*+ Ур, (5а)
где т = Р4 / Рз •
В элементе СС на основе вентиля (рис.2,б) напряжение V 2 определяется только напряжением V 3, выбираемым независимо от порогового напряжения У0:
Vgs 2=(у,з - к, )/^т+Ур. (5б)
С учетом соотношений (1а) и (1б) для элемента СС на основе инвертора получим
Уаин = - Уо - Уп )Л/т • (6а)
Для элемента СС на основе логического вентиля имеем
УаиН = Ем - (У^з - Уп )/^т • (6б)
При фиксированном значении опорного (порогового) напряжения У0 использование элемента СС на основе инвертора предпочтительнее по следующим причинам:
- большая крутизна передаточной характеристики в зоне переключения;
- более простая электрическая схема (4 транзистора вместо 6) и меньшая потребляемая мощность;
- меньшее значение У0тп и согласно соотношению (2) большая предельная ширина зоны переключения АУои{ тах.
В случае, когда необходима регулировка опорного напряжения, проявляется негативный эффект. При увеличении опорного напряжения Уо повышается напряжение У 2 и в соответствии с соотношением (5а) сужается зона переключения, которую теперь следует определять при высоком уровне опорного напряжения.
Таким образом, выбор типа компаратора напряжения зависит от величины опорного напряжения и диапазона его изменения.
Рассмотрим интегрирующий усилитель 1А. Главное требование к интегрирующему усилителю 1А - высокое усиление в рабочей области. Принципиальная электрическая схема интегрирующего усилителя 1А представлена на рис.3,а.
Высокое усиление в рабочей области обеспечивается введением в КМДП-инвертор на транзисторах 0\ - G2 дополнительных транзисторов С3 и работающих при низком напряжении затвор-исток У^ = Ус ~ 5 В. Работа 1А поясняется вольт-кулонной диаграммой (рис.3,б), где по оси ординат отложено число зарядов, протекающих через транзисторы С3 и за период:
Qз =|IъЛ =|(Iз/ШоУФ; 04 = 114Л = |(Iз/Шо)ф.
МА ЛфА Т-А1Л 2п-Афл
Рис.3. Принципиальная электрическая схема интегрирующего усилителя 1А (а), вольт-кулонная диаграмма его работы (б) и передаточная характеристика (в)
Стабильность параметров схемы обеспечивается использованием двойного токового зеркала. Расчет этих параметров проводится в следующем порядке.
1 • Из условия равенства токов ^ и ¡2 через транзисторы G1 и G2 определяется напряжение затвор-исток ¥0р транзисторов G2 и G4 (пологая область ВАХ):
VGp = Vp + (VGn -Vn)Nm , (7)
где m = ß2/ ßl.
2. При АфА = АфА0 из условия баланса зарядов, прошедших через транзисторы G3 и
G4, с учетом выражения (7) определяется значение параметра m, определяющего номинальное значение угла подкачки:
АфАо^п-Vn)2 = 2n(VGp - Vp)2 = 2k(Vg„ -V»)2m;
m = 2к / АфА0 . (8)
3. Ввиду равенства напряжений затвор-исток транзисторов G6 и G8 максимальное выходное напряжение равно напряжению питания E: VIAmax = E = EM / 2.
4. Верхняя граница зоны высокого усиления соответствует работе транзистора G8 на границе пологой области ВАХ: VIAH = VG + V tp . Потенциал VG затвора G6 определяется из условия равенства токов I5 и I6 через транзисторы G5 и G6: E - VG - V p = (VGn - V n ) / -Jn , где n = P6 / P1. С учетом выражения (7) получим
Viah = E - (VGn-Vtn )/Vn.
Как и в рассмотренных схемах компараторов, напряжение Vgs токозадающих транзисторов Gi G3 и G5 целесообразно выбрать на уровне VGn « 0,5В. При этом значение n «4 обеспечивает условие V1AH ~ E без чрезмерного увеличения ширины каналов транзисторов G6 и G8.
5. Нижняя граница зоны высокого усиления соответствует работе транзистора G3 на границе пологой области ВАХ:
VJal, = VGn - Vn . (9)
6. При Дфa = ДфAmax из условия баланса зарядов, прошедших через транзисторы G3 (крутая область ВАХ) и G4 (пологая область ВАХ), с учетом выражения (7) определяется минимальное выходное напряжение:
ДфAmaxViAmnVn -Vm - ^/2) = 2л^ - Vp)2 /2 = л^ -Vm)2 /т;
VIAmin = (VGn - Vtn )(l1 - 2л /тДФAmax).
С учетом равенств (9) и (8) получим
VIAmin = VIAL (l 1 -ДФА0/ ДФ A max ).
Значение ДФАтах соответствует максимальной амплитуде напряжения в контуре
Vm0 = E . При этом Va / E = 1 - С08(ДфAmax / 2) .
Характерные точки передаточной характеристики показаны на рис.3,е. При расчете численных значений принято: V n = V p = Vt = 0,2 В; Edd = 3 В; VGn = 0,6 В; n = 4 . В таблице приведены основные соотношения для расчета характеристик интегрирующего усилителя:
Относительная ширина канала G2 т = л / ДфА0
Максимальное выходное напряжение VIAmax = E = Edd /2 = 1,5 В
Верхняя граница зоны высокого усиления Viah = E - (VGn - Vm )/л/П = 1,3 В
Нижняя граница зоны высокого усиления Vial = VGn - Vm = 0,4 В
Минимальное выходное напряжение VIAmin = VIAL (l -V1 -ДФ A0 / ДФ A max )
Согласно приведенной методике спроектирована САР для 4-фазного драйвера. Моделирование блоков САР проводилось в программе Spectre. Результаты моделирования показали, что форма импульсов питания практически не подвергается искажениям под действием импульсов подкачки, также обеспечивается автоматическая подстройка частоты драйверов и автоматическая синхронизация выходных импульсов.
Таким образом, результаты моделирования подтвердили эффективность метода подкачки энергии в контур, работоспособность схемотехнических решений блоков САР и работоспособность драйвера. Методика проектирования драйвера, а именно выбора крутизны МОП-транзисторов подкачки мощности, успешно апробирована. Полученные временные диаграммы показали, что форма импульсов питания практически не подвергается искажениям под действием импульсов подкачки.
Литература
1. Валиев К.А., Старосельский В.И. Модель и свойства термодинамически обратимого логического вентиля // Микроэлектроника РАН. - 2000 - Т. 29. - № 2. - С. 3-18.
2. Старосельский В.И. Реверсивная логика // Микроэлектроника РАН. - 1999. - Т. 28. - № 3. -С. 213-222.
3. Low-power digital systems based on adiabatic-swithing principles / W.C. Athas, J. Svensson, J.G. Koller et al. // IEEE Trans. on VLSI Syst. - Dec. 1994. - Vol. 2. - N 4. - Р. 398-408.
4. Denker J.S. A Rewiew of Adiabatic computing // Proc. of 1994 Symp. on Low Power Electronics (San Diego, Oct. 1994). - 1994. - P. 94-97.
5. MaksimovicD., Oklobdzija V.G. Clocked CMOS adiabatic logic with single-AC power-supply. experimental result // 21st European SSC Conf.,ESSCIRC'95 (Lille, France, Sept. 1995). - 1995. - P. 323-327.
6. Крупкина Т.Ю., Лосев В.В., Чаплыгин Ю.А. Новые методы построения микроэлектронных цифровых систем с низким энергопотреблением // IV Всероссийская науч.-техн. конф. «Проблемы разработки перспективных микро- и наноэлектронных систем - 2010: сб. тр. / Под общ. ред. А.Л. Стемпковского. - М.: ИППМ РАН, 2010. - С. 308-313.
7. Лосев В.В., Крупкина Т.Ю., Чаплыгин Ю.А. Резонансный энергоэффективный драйвер // V Всероссийская науч.-техн. конф. «Проблемы разработки перспективных микро- и наноэлектронных сис-тем-2012»: сб. науч. тр. / Под общ. ред. А.Л. Стемпковского. - М.: ИППМ РАН, 2012. - С. 405-408.
Статья поступила 30 августа 2013 г.
Лосев Владимир Вячеславович - кандидат технических наук, доцент кафедры интегральной электроники и микросистем (ИЭМС) МИЭТ. Область научных интересов: проектирование систем на кристалле, проектирование и моделирование аналоговых блоков, топологическое проектирование и моделирование. E-mail: dsd@miee.ru
Крупкина Татьяна Юрьевна - доктор технических наук, профессор кафедры ИЭМС МИЭТ. Область научных интересов: моделирование технологических процессов и интегральных приборов, методы проектирования интегральной элементной базы и микросистем.
Чаплыгин Юрий Александрович - член-корреспондент РАН, доктор технических наук, профессор, заведующий кафедрой ИЭМС, ректор МИЭТ. Область научных интересов: микро- и наноэлектроника, микро- и наносистемная техника, нанотех-нология.
НАНОТЕХНОЛОГИЯ
УДК 539.21-022.53
Влияние размерных эффектов на радиационную стойкость нанокристаллических материалов
12 12 3 1
Н.Н. Герасименко ' , Д.И. Смирнов ' , Н.А. Медетов , О.А. Запорожан
1 Национальный исследовательский университет «МИЭТ»
2 ^ Физический институт РАН им. П.Н. Лебедева (г. Москва)
3Костанайский социально-технический университет (Республика Казахстан)
На основе анализа литературных данных перечислены проблемы, возникающие при исследовании радиационной стойкости наноструктур и наноматериалов. Рассмотрена феноменологическая модель радиационной стойкости таких объектов, базирующаяся на поведении ближних пар Френкеля. С целью проверки предлагаемой модели исследовано влияние размерного фактора на степень структурной деградации в образцах нано-пористого кремния при облучении ионами фосфора. Установлено воздействие полей упругих механических напряжений на радиационную стойкость исследованных структур.
Ключевые слова: радиационная стойкость, ионное облучение, наноструктуры, нанопористый кремний.
В настоящее время в связи с быстрым развитием нанотехнологий в научной литературе появилось достаточно данных, демонстрирующих повышенную структурную радиационную стойкость нанообъектов, в том числе и кремниевых наноструктур. В большинстве работ радиационная стойкость при облучении различными типами ускоренных частиц и высокоэнергетичных квантов (ионов, космических частиц, рентгеновского, гамма-излучения и др.) фиксировалась по скорости введения радиационных дефектов и соответствующей структурной деградации и изменению функциональных параметров приборной структуры, таких как, например, фото- и электролюминесценция [1]. В общем случае накопление дефектов, в частности вакансионных комплексов, до определенной критической концентрации приводит к фазовому переходу монокристалл - аморфное состояние, что также является важным критерием структурной радиационной стойкости. Сходные представления о содержании и интерпретации термина «радиационная стойкость» даны в работе [2].
Проведенный анализ литературных данных показал существование двух важных проблем, возникающих при исследовании радиационной стойкости наноматериалов и наноструктур и требующих решения. Во-первых, в ряде опубликованных материалов содержатся противоречивые факты и заключения относительно радиационной стойкости сходных классов нанообъектов. Кроме того, в некоторых случаях под общим термином радиационной стойкости приводится описание различных категорий наблюдае-
© Н.Н. Герасименко, Д.И. Смирнов, Н.А. Медетов, О.А. Запорожан, 2013
