CC BY
23Таблица 1
Характеристики генераторов фирм Altera и Lattice
Производитель, серия Длина канала Максимальная частота
транзисторов, нм ФАПЧ, МГц
Altera APEX, APEX II [2] 180, 150 500
Altera Stratix, Stratix II [3] 130, 90 1000
Lattice ECP2/M [4] 90 1280
Цель настоящей работы - показать, как за счет модификации схемы управления ГУН без изменения коэффициента передачи можно повысить максимальную частоту его работы до 2 ГГц, что позволит уплотнить сетку частот на выходе системы ФАПЧ при сохранении ее полосы пропускания.
Структура и функционирование ГУН. Основными архитектурами ГУН являются ZC-генераторы и кольцевые генераторы на инверторах [5]. Генераторы на основе колебательных ZC-контуров потребляют меньшую мощность и имеют лучшие шумовые характеристики, но ввиду их больших размеров, а также отсутствия в их архитектуре нескольких выходов, необходимых для востребованной в ПЛИС операции сдвига фазы, наиболее распространены структуры кольцевых генераторов. Более того, при полной интеграции системы ФАПЧ величины емкостей петлевого фильтра сильно ограничены, а в таких условиях значение шумовой составляющей генератора снижается относительно шума, вносимого фазовым детектором и источниками тока.
Чаще всего схемы кольцевых КМОП ГУН, используемых в системах ФАПЧ общего назначения, содержат N дифференциальных инверторов с двумя входами и двумя выходами, соединенными в кольцо для получения положительной обратной связи по постоянному току. Частота колебаний ГУН определяется суммарной задержкой переключения инверторов, зависящей от величины тока переключения и эквивалентной емкости нагрузки. При этом управление током переключения осуществляется во всех инверторах ГУН одновременно.
Одним из основных недостатков таких генераторов является нелинейная характеристика управления - зависимость выходной частоты от управляющего напряжения, что объясняется нелинейным изменением характеристик МОП-транзисторов при линейном изменении напряжения на их затворах. Это существенно сказывается как на выходных параметрах самих ГУН, так и использующих их системах ФАПЧ, что проявляется либо в снижении максимальной рабочей частоты при сохранении крутизны характеристики генератора в заданных пределах, либо в ухудшении джиттера.
Предлагается модифицировать характер изменения напряжения на затворах его транзисторов методом линеаризации передаточной характеристики ГУН. Выполнить это можно следующим образом [6]. В каждый инвертор ГУН подается три управляющих напряжения (рис.1) - основное Vc (control) и два дополнительных - Vcm и Vcp (control minus и control plus), сформированных из основного. Соответствующие схемы дифференциального инвертора и цепей формирования дополнительных управляющих напряжений приведены на рис.1,б, 2,а, 2,б. Все управляющие напряжения инвертируются цепью на рис.2,в для получения прямо пропорциональной зависимости частоты ГУН от сигнала его управления.
Рис.1. Конфигурация предлагаемого кольцевого ГУН (а) и схема предлагаемого дифференциального инвертора (б)
Рис.2. Формирование дополнительных управляющих напряжений: а - цепь формирования Уст; б - цепь формирования Уср; в - цепь инвертирования дополнительных управляющих напряжений
Повышенную линейность функции передачи и расширенный диапазон рабочих частот получаем за счет того, что в инверторах рассматриваемого ГУН каждому активному и-канальному транзистору соответствуют три нагрузочных р-канальных транзистора, на затворы которых подаются различные управляющие напряжения. Каждый транзистор в отдельности по-прежнему имеет максимальную скорость уменьшения сопротивления при напряжениях на затворе, близких к пороговому, т.е. при различных значениях Ус, а их параллельное включение обеспечивает более равномерное изменение нагрузочного сопротивления во всех режимах работы и, соответственно, более высокую линейность передаточной характеристики ГУН.
Изменение Уср и Уст в зависимости от Ус показано на рис.3,а и соответствует выражениям
Уер - УУПП
Я
уусс Ур +
Я
Яр + я
2У - V + 2У
Уеш - УУПП
N
ууссу — у/гг V,
усс
Нр
усс
Я
N
5 + ЯЩ
У — 2У, + У
усс
где Яр, Яр, Ящ, Ящ - сопротивления соответствующих транзисторов; Ууви - напряжения питания; У(р, У(„ - пороговые напряженияр- и и-канальных транзисторов.
Формирование аналогичным образом 4-го и 5-го управляющих напряжений Усрр и Устт не имеет смысла, так как минимальное значение Усрр составит ~1,3 В, а максимальное значение Устт - приблизительно 0,5 В (см. рис.3,а), что будет держать управляемые ими нагрузочные транзисторы в перманентном состоянии.
Зависимость выходной частоты и характер нелинейности передаточной функции от величины управляющего напряжения для исходной и модифицированной структур ГУН приведены на рис.3,б,в соответственно.
Выходные параметры ГУН и системы ФАПЧ на его основе. Моделирование характеристик представленной схемы ГУН, а также использующей его системы ФАПЧ проводилось в симуляторе Cadence Spectre Simulator для технологии КМОП 180 нм, работающей при напряжении питания 1,8 В. Из графиков рис.3,б,в видно, что в диапазоне рабочих частот 1 - 2 ГГц наклон передаточной функции ГУН не превышает 1,6 ГГц/В, его изменение - 1,5 раз для тех же значений основного управляющего напряжения (0,6 - 1,4 В), в то время как максимум функции передачи исходного генератора, настроенного на аналогичные максимальную и минимальную частоту, равен 2,51 ГГц/В (в 1,6 раза больше).
Для демонстрации возможностей представленной схемы ГУН проведено моделирование системы ФАПЧ на его основе со следующими характеристиками:
Опорная частота ...................................................................1 МГц
Синтезируемая частота........................................................1600 МГц
Сила тока в источниках накачки КФд..................................30 мкА
Номиналы ФНЧ 3-го порядка:
Д ....................................................................................46200 Ом
Дз ....................................................................................49200 Ом
С ....................................................................................50 пФ
С2 ....................................................................................4,2 пФ
Сз ...................................................................................1,4 пФ
Коэффициент передачи ГУН (максимальный) КГУН..........1,6 ГГц/В
Полоса пропускания ФАПЧ (экспериментальная).............250 кГц
Полоса пропускания ФАПЧ рассчитывается по формуле [5]:
К ФД К ГУН^1 С1 ООП т-
ш^ = —----1-« 220 кГц.
с 1600 С + С + С
Для сравнения на рис.4,а показан выходной спектр частот свободного ГУН (с фиксированным управляющим напряжением), а также ГУН в составе ФАПЧ, работающей в режиме Integer-N (целочисленного умножения) на опорном генераторе с частотой 1 МГц (отсюда пики в спектре на мегагерцовой отстройке от несущей частоты). Коэффициент умножения ФАПЧ N = 1600, частота генератора в обоих случаях равна 1,6 ГГц. На рис.4,б представлен фазовый шум обоих сигналов, нормированный к полосе 1 Гц.
Диаграммы показывают (точка перегиба графика шума), что полоса пропускания ФАПЧ составляет 250 кГц. Это приблизительно соответствует расчетному значению. Точность предсказания полосы пропускания ФАПЧ является следствием повышенной линейности характеристики управления ГУН. Вне полосы пропускания основной шумовой составляющей ФАПЧ является шум ГУН, внутри полосы - шумы опорного генератора, фазочастотного детектора и делителя частоты в обратной связи. Измеренный фазовый шум составил -99 дБ/Гц при отстройке на 1 МГц от несущей частоты.
Рис.4. Спектр выходных сигналов свободного ГУН и содержащей его ФАПЧ (а) и фазовые шумы ГУН и ФАПЧ (б)
Для сравнения предложенного ГУН с другими кольцевыми конфигурациями генераторов определен его показатель качества - Figure Of Merit (FOM), который является интегрирующим показателем, учитывающим частотный диапазон генератора, его фазовый шум, потребляемую мощность:
FOM = PN(A/) - 20 lg( А) +10 ig
А/
P
у 1 мВту
где PN(Af - фазовый шум на отстройке А/ от несущей частоты; / - несущая частота; P - потребляемая мощность.
На частоте 1,6 ГГц рассмотренный генератор потребляет всего лишь 7,3 мВт, а его показатель качества равен -154,5 дБ, что ставит его в один ряд с лучшими генераторами (табл.2). К сожалению, Altera и Lattice не распространяют информацию о характеристиках своих генераторов, а измерить их спектроанализатором затруднительно ввиду отсутствия прямого выхода на внешний вывод.
Таблица 2
Сравнение показателя качества FOM известных генераторов
Источник Рабочие частоты, ГГц Фазовый шум, дБ/Гц Частота отстройки (несущая) Потребляемая мощность, мВт FOM, дБ КМОП- технология, мкм
[7] 0,75 - 1,2 -117 0,6 МГц (906 МГц) 30 -165,8 0,6
[8] 2,5 - 9 -82 1 МГц (5 ГГц) 135 -135 0,18
[9] 4,3 - 6,1 -85 1 МГц (5 ГГц) 80 -140 0,18
[10] 0,1 - 3,5 -106 4 МГц (3,5 ГГц) 16 -153 0,18
[11] 3,1 - 6,3 -101,4 1 МГц (6,25 ГГц) 157 -155,4 0,18
[12] 2,5 - 5,2 -90,1 1 МГц (5,2 ГГц) 17 -148,9 0,18
Предложенный ГУН 1 - 2 -99 1 МГц (1,6 ГГц) 7,3 -154,5 0,18
Таким образом, благодаря модификации архитектуры ГУН и введению трех управляющих напряжений удалось создать генератор с характеристикой управления повышенной линейности, работающий в частотном диапазоне 1 - 2 ГГц и имеющий функцию передачи, не превышающую 1,6 ГГц/В. Рассчитанный показатель качества FOM равен -154,5 дБ, собственный фазовый шум на отстройке 1 МГц от несущей частоты 1,6 ГГц равен -99 дБ/Гц. На основе данного генератора построена полностью интегрированная ФАПЧ, обладающая лучшими частотными свойствами относительно зарубежных образцов, выполненных по аналогичной технологии.
Литература
1. Бормонтов Е.Н., Клюкин В.И., Быстрицкий С.А. Гигагерцовый генератор для интегрированной в ПЛИС системы ФАПЧ // Вестник ВГТУ. - 2011.- Т. 7. - № 2. - С. 130-133.
2. Altera Corporation. APEX II Programmable Logic Device Family Data Sheet ver. 3.0. - 2002. - 99 с.
3. Altera Corporation. Stratix II Device Family Data Sheet. - 2007. - 238 с.
4. Lattice Semiconductor Corporation. LatticeECP2/M Family Data Sheet version 03.16. - 2010. - 393 с.
5. Keliu S. Cmos Pll Synthesizers - Analysis and Design. - Springer, 2005. - 215 c.
6. Быстрицкий С.А., Клюкин В.И., Быстрицкий А.В. Кольцевой КМОП генератор, управляемый напряжением // Патент 2455755 РФ, МПК H03B27/00. - 2012.
7. Park C.H., Kim B. A low-noise, 900-MHz VCO in 0.6-lm CMOS. IEEE J. of Solid-State Circuits. -1999. - Vol. 34. - № 5. - Р. 289-291.
8. Rezayee A., Martin K. A coupled two-stage ring oscillator // IEEE Intern. Midwest Symposium on Circuits and Systems (MWSCAS). - 2001. - Р. 878-881.
9. Tao R., Berroth M. The design of 5 GHz voltage controlled ring oscillator using source capacitively coupled current amplifier // Proc. of the IEEE Radio Frequency Integrated Circuits Symposium. - 2003. -Р. 623-626.
10. Grozing M., Philipp B., Berroth M. CMOS ring oscillator with quadrature outputs and 100 MHz to 3.5 GHz tuning range // Proc. of the European Solid-State Circuits Conference. - 2003. - Р. 679-682.
11. Uemura J.P., Eken Y.A. The design of a 14 GHz I/Q ring oscillator in 0.18 um CMOS // Proc. Int. Symp. Circuits Syst. (May 2004). - 2004. - Vol. 4. - Р. 133-136.
12. Tu W.-H., Yeh J.-Y, Tsai H.-C. A 1.8 V 2.5-5.2 GHz CMOS dual-input two-stage ring VCO // Proc. IEEE Asia-Pasific Conf. Adv. Syst. Integ. Circuits (Aug. 4-5, 2004). - 2004. - Р. 134-137.
Статья поступила после доработки 5 февраля 2013 г.
Быстрицкий Сергей Алексеевич - аспирант кафедры физики полупроводников и микроэлектроники ВГУ. Область научных интересов: системы фазовой автоподстройки частоты, программируемые логические интегральные схемы.
Клюкин Владимир Иванович - кандидат технических наук, доцент кафедры физики полупроводников и микроэлектроники ВГУ. Область научных интересов: системы фазовой автоподстройки частоты, нейронные сети, квантовые компьютеры.
Бормонтов Евгений Николаевич - доктор физико-математических наук, профессор, заведующий кафедрой физики полупроводников и микроэлектроники ВГУ. Область научных интересов: физика полупроводников и квантовых низкоразмерных систем, твердотельная электроника и микроэлектроника, нанотехнологии в электронике. E-mail: me144@phys.vsu.ru
УДК 681.723
Схемотехнические способы реализации метода импульсной подкачки мощности в многофазных адиабатических драйверах резонансного типа
В.В. Лосев, Т.Ю. Крупкина, Ю.А. Чаплыгин
Национальный исследовательский университет «МИЭТ»
Рассмотрены методы построения схем подкачки мощности для адиабатических драйверов резонансного типа. Выявлены возможные конфигурации схем авторегулировки мощности подкачки и синхронизации импульсов питания. Проведен анализ способов схемотехнической реализации блоков системы авторегулирования мощности подкачки. Разработаны схемотехнические варианты реализаций основных блоков устройства подкачки. Методами компьютерного моделирования подтверждена работоспособность 4-фазного адиабатического драйвера.
Ключевые слова: резонансный контур, импульсная подкачка мощности, энергопотребление, система авторегулирования, адиабатический драйвер, компаратор.
Радикальным методом снижения потребляемой мощности цифровых ИС является использование новых принципов обработки информации, например адиабатической или термодинамической обратимой логики [1-4]. Практическая реализация адиабатических устройств обработки информации требует создания не только соответствующей элементной базы (адиабатических базовых логических вентилей), но и адиабатических источников питания (драйверов) [3-6]. По принципу действия драйверы шин питания можно разделить на резонансные устройства [7] и устройства со ступенчатым перезарядом емкостной нагрузки [5].
В драйверах резонансного типа импульсы питания требуемой формы представляют собой собственные колебания некоторого резонатора, а компенсация потерь осуществляется подкачкой энергии от источника постоянного напряжения. Простейший резонатор - колебательный LC-контур, на основе которого могут быть построены адиабатические генераторы гармонических (или квазигармонических) импульсов питания [7]. Потери в резистивных элементах контура компенсируются дополнительной энергией, поступающей в индуктивность. Основную сложность представляет управление ключом, который должен включаться на минимально достаточное время для компенсации потерь. Для этого используется специальное устройство авторегулирования [7], контролирующее выходное напряжение Vout в конце цикла. Подкачку энергии в LC-контур резонансного драйвера целесообразно производить с помощью ключа, при замыкании которого контур потребляет энергию от источника питания.
В [6, 7] показано, что наибольшей энергетической эффективностью обладает адиабатическая логика, использующая многофазные источники питания (драйверы). Оптимальным решением многофазного драйвера представляется использование кольцевого генератора [6]. Структурная схема драйвера с авторегулировкой фазовой длительности импульсов подкачки представлены в работе [7].
© В.В. Лосев, Т.Ю. Крупкина, Ю.А. Чаплыгин, 2013
