CC BY
26
УДК 621.341.572
Бурлака В. В.1, Гулаков С. В.2
1Канд. техн. наук, доцент, ГВУЗ «Приазовский государственный технический университет», г. Мариуполь, Украина,
E-mail: [email protected]
2Д-р техн. наук, профессор, ГВУЗ «(Приазовский государственный технический университет», г. Мариуполь, Украина
ПРЯМОХОДОВЫЙ ИНВЕРТОРНЫЙ ИСТОЧНИК ПИТАНИЯ ПРЯМОГО ПРЕОБРАЗОВАНИЯ С КОРРЕКЦИЕЙ КОЭФФИЦИЕНТА МОЩНОСТИ
В статье представлен инверторный источник питания с трехфазным входом и активной коррекцией коэффициента мощности. Схема построена с использованием принципа прямого преобразования, что дает возможность снизить потери энергии в преобразователе. Источник обеспечивает гальваническую развязку выхода посредством высокочастотных прямоходовых трансформаторов.
Ключевые слова: источник питания, корректор коэффициента мощности, прямое преобразование, гальваническая изоляция.
Современные стандарты качества электроэнергии IEC61000-3-2, ГОСТ Р 51317-2006 устанавливают жесткие ограничения на эмиссию техническими средствами в сеть высших гармоник тока. Применительно к источникам питания это ведет к необходимости использования средств коррекции коэффициента мощности. Обычно такие источники строятся по схеме двойного преобразования: первый каскад - корректор коэффициента мощности, который может быть выполнен по схемам [1, 2] (VIENNA rectifier), второй каскад - DC/DC преобразователь с трансформаторной развязкой.
Авторами разработан инверторный источник питания с активной коррекцией коэффициента мощности с
ЩГ
Т1
CM-,
ш
прямым преобразованием, что позволяет упростить силовую часть и снизить потери мощности по сравнению с серийно выпускаемыми источниками питания, использующими двойное преобразование.
Источник построен с применением прямоходового принципа переноса энергии во вторичные цепи [3]. На рис. 1 приведена схема его силовой части.
Схема состоит из входного демпфированного КЬС-филь-тра, трех одинаковых фазных модулей, содержащих прямо-ходовые импульсные трансформаторы Т1 - Т3, вторичные выпрямители которых соединены последовательно.
Первичные обмотки прямоходовых трансформаторов включены таким образом, что ток намагничивания --0
1.4 +■
Ж VD5
тшм
ч-
Ci
>
VT1
йц
1
VT2
йи
VD7A 2Г ж>
Т2
^VDG
FÎ2I"
Т
VT3
йи
2\ VD17
VT4
зц
VD 'i
ТЗ
ZÎVD12
L2
RST
1\> Ж>
С I
С21
СЗ,
VT5
Ж
VTS
S.U
С4
VT7
№
^ — >
С5
VTS
ш
СЗ
в с
Рис. 1. Схема источника питания с прямоходовыми трансформаторами © Бурлака В. В., Гулаков С. В., 2013
48
ISSN 1607—6761. Електротехтка та електроенергетика. 2013. № 1
всегда имеет одинаковую полярность, независимо от знака соответствующего фазного напряжения (для фазы А это трансформатор Т1 с диодами УО1, УО2). Также в каждой фазе установлено два транзистора (для фазы А это УТ1, УТ2), которые соединяют первичную обмотку трансформатора со средней точкой (нулем сети), и два диода (УО5, УОб) для ограничения перенапряжения на транзисторах и отвода энергии поля трансформатора к накопительным конденсаторам С4, С5. Вторичная обмотка трансформатора подключена к однополупериодно-му выпрямителю (диоды УО3, УО4).
Рассмотрим процессы, протекающие в элементах, соединенных с фазой А. В других фазах процессы аналогичны. Для упрощения анализа сделаем ряд допущений: ток намагничивания трансформаторов и их индуктивности рассеяния равны нулю; падение напряжения на открытых диодах и транзисторах равно нулю; ток нагрузки постоянный; входные напряжения образуют симметричную трехфазную систему. Способ управления транзисторами - широтно-импульсная модуляция (ШИМ) с постоянной частотой.
На рис. 2 приведена схема замещения источника для локальных средних.
При открытии транзисторов УТ1, УТ2 первичная обмотка трансформатора Т1 оказывается под фазным напряжением. При этом полярность ЭДС вторичной обмотки такова, что диод УО3 открывается и ток нагрузки начинает проходить через вторичную обмотку Т1. В первичной обмотке ток соответственно будет равнен приведенному току нагрузки (/.), а входной фазный ток будет равен
II ■ sign(ua(()), где иа (() - мгновенное напряжение фазы А. Входной ток имеет знак фазного напряжения благодаря наличию диодов УО1, УО2. Напряжение на вторичной
обмотке Т1 будет равно , где Кт - коэффициент транс-
Кт
формации Т1.
При закрытии транзисторов УТ1, УТ2 ток первичной обмотки Т1 перебрасывается в один из диодов УО5, УОб (в зависимости от знака). При этом энергия, запасенная в первичной обмотке Т1, «перекачивается» в конденса -
торы С4, С5. Поскольку при работе схемы напряжение на этих конденсаторах больше, чем амплитуда входного фазного напряжения, полярность ЭДС обмоток Т1 меняет знак. Это приводит к закрытию выходного диода УО3 и переключению тока нагрузки в диод УО4. Выходное напряжение выпрямителя УО3, УО4 при этом равно нулю. Первичный ток Т1 в это время равен току намагничивания, которым можно пренебречь.
Если транзисторы УТ 1, УТ2 переключаются со скважностью Б , тогда локальное среднее значение входного тока за период переключения может быть записано как:
4 (f ) = h • sign(«a (())• Da ((). Выходное напряжение соответственно:
^ (() = ^ • Da (t).
(1)
(2)
Из условия полного размагничивания сердечника трансформатора получим выражение максимальной скважности D .
max
Обозначим: U - амплитуда входного фазного напряжения, UC - напряжение на конденсаторе С4 или С5 (эти напряжения равны). Вольт-секундный баланс первичной обмотки Т1 по условию его полного размагничивания запишется как:
Um • Dmax + (Um
- Uc )(1 - Dmax )< 0, (3) Um < Uc (1 - Dmax ), (4)
откуда Dmax = 1 - Um. Так, в случае Um = 300 В, UC = 500 В
uc m
получим D = 0,4.
max
Для обеспечения близкого к единице входного коэффициента мощности необходимо, чтобы входные токи были пропорциональны соответствующим напряжениям. Из выражения для входного тока очевидно, что для выполнения этого условия скважность должна быть установлена пропорционально модулю мгновенного на-
Рис. 2. Схема замещения источника для локальных средних
пряжения: Ба (() = V • |иа ((), где V- коэффициент пропорциональности, который определяет выходное напряжение источника и может иметь как постоянное значение, так и изменяться в процессе работы по сигналам обратных связей. Изменение позволяет формировать заданную выходную ВАХ источника. Так, для организации токового выхода коэффициент устанавливается цепью ООС по выходному току источника с ПИ-регулятором; для получения выхода по напряжению ООС выполняется по выходному напряжению.
Сумма выходных напряжений всех фаз выпрямителя при питании от трехфазной симметричной сети определяется как:
e^ ( )+êb (t )+ec (( )=M. v. \Ua (t )+M •
Kt
X v
\Ub ((
:(( )
Kt
• v • U,
Kt
(t )=
v K
-((()+u2b (()+uc2(()) =
T 2 Kt
(5)
Из полученного выражения видно, что в выходном напряжении отсутствуют компоненты с частотой сети или ее гармоник. Это упрощает требования к его фильтрации и позволяет уменьшить индуктивность выходного дросселя (Ь4). Нейтрализация гармоник частоты сети справедлива для любого числа фаз входных напряжений при условии их симметрии.
Управление выходным напряжением производится путем изменения параметра V, соблюдая при этом условие: Ба (() Бтах.
Подставив соответствующие выражения, получаем:
Д()< 1 - Um,
* UC
V <-
Um
1 _ Um
UC
(6)
(7)
Отсюда максимальное выходное напряжение выпрямителя определится как:
[ea (() + eb (() + ¿с (()]
(
1 _
Um
Uc
л
Um
Kt
(8)
Для симметрирования и стабилизации напряжения на конденсаторах С4, С5 установлен дополнительный полумостовой инвертор на транзисторах УТ7, УТ8. Энергия, переносимая в С4, С5 токами намагничивания фазных трансформаторов, передается в нагрузку через трансформатор Т4 и выпрямитель УО19, УБ20, за счет чего предотвращается опасное повышение напряжения на С4, С5. Кроме того, при возникновении разбаланса
напряжении на этих конденсаторах через первичную обмотку Т4 начнет протекать постоянный ток, который будет способствовать выравниванию напряжений на С4, С5. Для того, чтобы этот ток не влиял на работу дополнительного инвертора, Т4 выполнен с воздушным зазором в магнитопроводе.
Дополнительный инвертор не влияет на качество формирования входных токов и выходного напряжения источника, поскольку напряжения на С4, С5 меняются медленно и выходное напряжение выпрямителя на VD19, VD20 можно считать постоянным (e = const).
v aux '
Для определения установленной мощности дополнительного инвертора вычислим максимальную мощность, которая переносится в С4, С5 токами намагничивания фазных трансформаторов. Рассмотрим процессы в одной фазе. Обозначим: L - основная индуктивность намагничивания трансформатора, L - индуктивность рассеяния первичной обмотки, f - частота переключения (частота несущей ШИМ). Энергия, которая сбрасывается в С4, С5 за один цикл переключения, может быть определена как:
W0 = ^
Lm ( ua ()Da ()1 + Ll^
( 2 (Л Л
m 2
()v
Lmf
Lmf
+ ^I2 =■
( 4/.Y 2
(()2
Lmf
+ LJ
s1L
(9)
Для определения средней мощности умножим последнее выражение на / и найдем среднее значение за период частоты сети Т:
р=i fw Ofdt=L2Lf+f ua4 (о*
1 0 2 1 2LmJ 0
L*ii. f+v 2Um 3
2
2Lmf 8
(10)
Для многофазных систем полученную мощность необходимо умножить на число фаз выпрямителя.
При использовании источника для питания сварочной дуги выход вспомогательного инвертора выполняется с повышенным напряжением и подключается параллельно выходу основных выпрямителей. Это позволяет облегчить поджиг дуги за счет повышенного напряжения холостого хода.
ВЫВОД
Разработанных многофункциональный энергоэффективный источник питания прямого преобразования с высокочастотной трансформаторной развязкой выхода и активной коррекцией коэффициента мощности, позволяет формировать произвольную выходную ВАХ благодаря возможности быстрого изменения выходного напряжения.
u
2
1
2
2
v • u
1
50
ISSN 1607—6761. Елекгротехтка та електроенергетика. 2013. № 1
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1. Zhao Y. Force commutated three level boost type rectifier / Y. Zhao, Y. Li, T. A. Lipo // in Proc. 28th IEEE Industry Applications Society Annual Meeting IAS '93, Oct. 28, 1993. - pp. 771-777.
2. Kolar J. W. A Novel Three-Phase Three-Switch Three-Level PWM Rectifier / J. W. Kolar, F. C. Zach // Proceedings of the 28th Power Conversion Conference, Nürnberg, Germany, June 28-30, 1994. - P. 125-138.
3. Бурлака В. В. VIENNA Rectifier с прямым переносом энергии / В. В. Бурлака, С. В. Гулаков // Сучасш проблеми радютехшки та телекомуткацш «РТ-2012»: Матер1али 8-о1 мгжнар. молодажно1 наук.-техн. конф. 23-27 квггня 2012 р. - Севастополь : Вид-во СевНТУУ 2012. - C. 45.
Стаття надiйшла до редакцИ' 18.12.2012.
Пiсля доробки 28.01.2013.
Бурлака В. В.1, Гулаков С. В.2
'Канд. техн. наук, доцент, ДВНЗ «Приазовський державний техшчний ушверситет», Марiуполь, Украша
2Д-р техн. наук, профессор, ДВНЗ «Приазовський державний техшчний ушверситет», Марiуполь, Украша
ПРЯМОХОДОВЕ 1НВЕРТОРНЕ ДЖЕРЕЛО ЖИВЛЕННЯ ПРЯМОГО ПЕРЕТВОРЕННЯ З КОРЕКЦ1-ею КОЕФЩ1СНТА ПОТУЖНОСТ1
У статтi представлено тверторне джерело живлення з трифазним входом i активною корекщею коефi-щента потужностi. Схему побудовано з використанням принципу прямого перетворення, що дае можлив^ть знизити втрати енерги в перетворювачi. Джерело живлення забезпечуе гальватчну розв 'язку виходу за допо-могою високочастотних прямоходових трансформаторiв.
Ключот слова: джерело живлення, коректор коеф^ента потужностi, пряме перетворення, гальватчна i-золящя.
Burlaka V. V.1, Gulakov S. V.2
'Cand. Tech. Sc., assistant professor, State Higher Education Institution «Pryazovskyi State Technical University», Mariupol, Ukraine
2Doct. Tech. Sc., professor, State Higher Education Institution «Pryazovskyi State Technical University», Mariupol, Ukraine
SWITCHMODE POWER-FACTOR-CORRECTED DIRECT CONVERSION TYPE FORWARD CONVERTER
A topology of inverter-type power supply with three-phase input and active power factor correction is presented. The power supply uses the direct conversion principle, which makes it possible to reduce the energy losses in the converter, and is based on a VIENNA Rectifier topology. The presented power supply provides galvanic isolation of the output by means of high frequencyforward transformers replacing input inductors of a VIENNA topology. Secondary-side rectifiers are connected in series, which eliminates the output voltage ripple on the 6th harmonic of the mains frequency. Furthermore, forward transformers' magnetization and leakage energy is also transferred to the output by means of a low-power auxiliary half-bridge converter. The proposed forward VIENNA-based converter shows higher power density compared to its flyback counterpart. However, due to high input current ripple, additional input filtering is mandatory.
Keywords: power .supply, power factor corrector, direct conversion, galvanic isolation.
REFERENCES
1. Zhao Y., Li Y., Lipo T. A. Force commutated three level boost type rectifier, in Proc. 28th IEEE Industry Applications Society Annual Meeting IAS '93, Oct. 2— 8, 1993. pp. 771-777.
2. Kolar J. W., Zach F. C. A Novel Three-Phase Three-Switch Three-Level PWM Rectifier, Proceedings of the
28th Power Conversion Conference, Nurnberg, Germany, June 28-30, 1994, pp. 125-138.
3. Burlaka V V, Gulakov S. V VIENNARectifier with direct energy transfer, Materials of the 8-th International Young Scientist Conference «Modern Issues in Radio Engineering and Telecommunications RT-2012», Sebastopol, Ukraine, April 23-27, 2012. - P. 45.
