CC BY
88
мощности на возобновляемых источниках на электромеханические колебания углов генераторов внешней системы, а также определить качание внешней системы.
Л И Т Е Р А Т У Р А
1. C o m b i n e d AC-DC micro grids: case study-network development and simulation / N. R. Rahmanov [et al.] // Proceedings Plenary lecture no. 00PLL03 8th International Conference ICTPE-2012, Fredrikstad, Norway, 5-7 September. - Fredrikstad, 2012. - P. 8-12.
2. H y b r i d distributed generation systems with renewable sources: study operation conditions with GRID / N. R. Rahmanov [et al.] // Proceedings OF 8th International Conference ICTPE-2012, Fredrikstad, Norway, 5-7 September. - Fredrikstad, 2012. - P. 286-292.
3. N e w ERA for Electricity in Europe. Distributed Generation: Key issues, challenges and Proposed Solutions European Commission: EUR 20901, 2003, ISBN 92-894-6262-0.
4. E T A P Power Station 6.0. Electrical transient Analyzer Program. Operation Technology, inc. February 2002, southern California.
5. R o p p, M. E. Development of Matlab/Simulink model of single-phase grid-connected photovoltaic system / M. E. Ropp, S. Gonzalez // IEEE Trans. Energy Conv. - 2009. - Vol. 24, No 1. - P. 195-202.
6. C h a o, K. H. Modeling and fault simulation of photovoltaic generation systems using circuit-based model / K. H. Chao, C. J. Li, S. H. Ho // IEEE Int. Conf. Sustainable Energy Technol., Nov., 2008. - P. 290-294.
7. L i n, X. A. Hybrid AC/DC Micro grid and its Coordination Control / X. Lin, P. Wang, P. Chiang // IEEE Transactions on Smart Grid. - 2011. - Vol. 2, No 2. - P. 278-286.
8. A b u r, A. Power System state Estimation: Theory and Implementation / A. Abur, A. G. Exposi. - New York: Marcel Dekkar, 2004.
Представлена Ученым советом Института физики НАН Азербайджана Поступила 25.10.2012
УДК 621.341.572
УСОВЕРШЕНСТВОВАНИЕ ДВУНАПРАВЛЕННОГО ТРЕХФАЗНОГО ВЫПРЯМИТЕЛЯ
Канд. техн. наук, доц. БУРЛАКА В. В.1', докт. техн. наук, проф. ГУЛАКОВ С. В.1',
инж. МАТЯШОВА Т. Н.2'
'Приазовский государственный технический университет, 2ПАО «ММК имени Ильича»
Использование рекуперативных преобразователей является одним из наиболее доступных и известных путей экономии энергоресурсов. Преобразователи с возможностью возврата энергии в сеть нашли широкое применение в частотно-регулируемом электроприводе. Рекуперация энергии в сеть существенно экономит энергоресурсы, так как позволяет отказаться от тормозного резистора, на котором энергия рассеивается в виде теплоты.
Подавляющее большинство преобразователей частоты (ПЧ) с напряжением питания 0,4 кВ, используемых в частотно-регулируемом электро-
приводе, построены по схеме автономного инвертора напряжения (АИН), получающего питание от трехфазной сети через шестипульсный неуправляемый выпрямитель. Переход двигателя в генераторный режим приводит к изменению знака потребляемого тока АИН, при этом наличие на входе диодного выпрямителя определяет невозможность возврата энергии в сеть, поскольку выходной ток диодного моста не может менять знак. Для возврата энергии в сеть в ПЧ с АИН необходима установка на входе двунаправленного трехфазного выпрямителя (ДТВ) вместо неуправляемого диодного.
Классическим схемным решением ДТВ является шеститранзисторный мост, работающий на сеть. Очевидные его достоинства: возможность генерации/потребления реактивной мощности, низкий коэффициент гармоник тока сети, стабилизация напряжения звена постоянного тока. Но расплатой за все эти положительные качества являются большое число быстродействующих полупроводниковых ключей в силовой части и сложный алгоритм управления. Поэтому в настоящее время в мире активно ведется разработка экономически эффективных схем ДТВ с уменьшенными требованиями к полупроводниковым ключам и упрощенными алгоритмами управления ими.
В этой связи среди последних изысканий в сфере схемотехники силовой части ДТВ заслуживают внимания несколько схемных решений:
• ДТВ с тиристорным мостом, нагруженным на двунаправленный высокочастотный инвертор [1]. Схема позволяет стабилизировать выходное напряжение, обеспечивает коэффициент мощности около 0,95 в выпрямительном и -(0,82-0,92) в рекуперативном режимах. К недостаткам этого решения следует отнести потребление реактивной мощности в рекуперативном режиме из-за невозможности установки угла управления тиристорами, равным 180°, и необходимость выбора высокочастотных компонентов инвертора по максимальной выходной мощности выпрямителя;
• ДТВ, в котором применен метод пассивной инжекции третьей гармоники во входные токи [2]. Схема позволяет стабилизировать входное напряжение и обеспечить высокое качество спектрального состава входных токов в выпрямительном и рекуперативном режимах, но имеет существенные недостатки, такие как: потребление реактивной мощности в рекуперативном режиме из-за невозможности установки угла управления 180°; большие габариты и масса трансформатора инжекции третьей гармоники;
• ДТВ, который состоит из двух встречно-параллельно включенных ше-стипульсных мостов [1], позволяет работать в выпрямительном и рекуперативном режимах, но обладает такими существенными недостатками, как большие искажения формы кривой потребляемого тока, невозможность стабилизации выходного напряжения и низкий входной коэффициент мощности в обоих режимах.
Целью проводимых авторами исследований была разработка схемы ДТВ с повышенным коэффициентом мощности, имеющего небольшое число быстродействующих полностью управляемых полупроводниковых ключей в силовой цепи.
Силовая часть разработанного ДТВ (рис. 1) состоит из тиристорного моста VS1-VS6, к выходу которого подключен двухквадрантный вольто-добавочный инвертор (элементы S1, S2, VD1, VD2, Т1, S5, S6) и схема переключения полярности (VD3, VD4, S3, S4) с выходным емкостным накопителем энергии (С1, С2). Схема работает в режиме поддержания непрерывного выходного тока тиристорного моста.
1-1 ¡Со
S1 / S2 /
ЛЛЛ/"
VD1
VS1-VS6 Д Ж VD2
VD3
Uef +
Wvc(S) le
*
Wcc(s)
VS1 —N/S3€3, S3,S4
Logic
PWM
Рис. 1. Схема силовой части разработанного ДТВ
При работе ДТВ в выпрямительном режиме при условии питания от симметричной трехфазной сети выходное напряжение тиристорного моста Нр„(0 (рис. 2) (угол управления а = 0) определяется как
upn (0 = Um COS
(W ) mod ^
(1)
где ит - амплитуда входного линейного напряжения, В; ю - угловая часто-
та сети,с
VS а = 0
А 0В 0-
Се-
2\
€>~Ji
e(() > 0
Upn{t) > 0
L1
C1 ■
Рис. 2. Схема замещения ДТВ в выпрямительном режиме
Для обеспечения постоянства выходного тока тиристорного моста необходимо придерживаться условия
= ис - Прп ('), (2)
где е(0 - выходное напряжение инвертора, В; - выходное напряжение преобразователя, В.
Для минимизации установленной мощности инвертора определим условия минимума модуля его выходного напряжения. Поскольку напрял/3
жение МрИ(0 изменяется от ит до ит, очевидно, что это условие будет выполнено при установке
л/3
ит +и т 2 + \/3
иас =-^-= ит = 0,933ит. (3)
Выходное напряжение инвертора при этом будет изменяться в диапазоне от -0,067 ит до +0,067 ит.
Средняя мощность инвертора Ра определяется как
р = т _
а йо ^
0
СО "П/Ю ( 0 ® ^ Г 3
О I 2л О Р ) У п
= 1о\иас - - ит (4)
и для = 0,933иот будет равной 2,2 % от выходной мощности выпрямителя.
Таким образом, при оптимально выбранном выходном напряжении инвертор может быть рассчитан на работу с полным выходным током выходным напряжением от -0,067 ит до +0,067 ит и иметь среднюю мощность 0,022 от выходной.
Следует отметить, что для выбора компонентов инвертора необходимо ориентироваться на установленную мощность инвертора Руст, которая может быть определена следующим образом:
2п / ю
Руст = Тйо Ю | И')| ^ (5)
Численное интегрирование дает оценку установленной мощности порядка 4,3 % от выходной для случая ийс = 0,933иот.
Изготовлен макет ДТВ, в котором частота переключения инвертора составляет 20 кГц. Система управления содержит однокристальный микроконтроллер ATmega48-20PA, формирование управляющих сигналов для транзисторов выполняется с помощью специализированных оптопар HCPL3120. Коммутация ключей схемы смены полярности ^5, S6) осуществляется с частотой 300 Гц (6-я гармоника частоты сети). Для управления ключами инвертора ^1, S2, S5, S6) используется широтно-импульсная модуляция с фазовым смещением, т. е. пары S1, S2 и S5, S6 переключаются с одинаковой частотой и скважностью 50 %, а изменение выходного напряжения инвертора выполняется за счет фазового сдвига между управляющими сигналами этих пар. При этом пара S1, S2 переключается с перекрытием, а S5, S6 - с бестоковой паузой.
Ключи S1, S2 выполнены на MOSFET транзисторах IRFP4768; S3, S4 - на транзисторах IGBT IRG4PH50S; S5, S6 - IGBT с обратными диодами FGA25N120ANTD. VD1, VD2 - диоды Шоттки типа MBR40250; VD3, VD4 - быстровосстанавливающиеся диоды 60EPF12. Дроссель L1 имеет индуктивность 120 мкГн при токе 30 А.
Амплитуда напряжения на первичной обмотке трансформатора Т1 при применении полумостового инвертора составляет 0,5 Udc = 0,466Um. Поскольку на вторичной обмотке напряжение должно быть не менее 0,067 Um, коэффициент трансформации должен быть не больше, чем 0,466/0,067 = 6,95. Трансформатор изготовлен с коэффициентом трансформации КТр = 5; Ктр целесообразно выбирать максимально возможным, поскольку по мере его роста уменьшается ток ключей S5, S6, а следовательно, и потери мощности в них.
Применение полумостового инвертора позволяет симметрировать напряжения на последовательно соединенных выходных конденсаторах преобразователя (С1, С2). Для осуществления этого трансформатор Т1 выполняется с воздушным зазором в магнитопроводе, вследствие чего работа вспомогательного преобразователя не нарушается при возникновении тока несимметрии, который будет протекать через первичную обмотку Т1.
Система управления инвертором - двухконтурная. Внутренний широкополосный контур с ПИ-регулятором тока WCc(s) (рис. 1) обеспечивает стабилизацию выходного тока тиристорного моста Idc. Уровень этого тока (Iref) задается внешним контуром, который содержит инерционный стабилизатор выходного напряжения Wvc(s). В устройстве также реализована функция Boost-Follower, т. е. выходное напряжение выпрямителя Udc устанавливается пропорционально напряжению питающей сети (блок RMS, формирующий сигнал Uref, согласно выражению (3)). Это позволяет минимизировать мощность вспомогательного инвертора, как было показано выше.
Регулятор выходного напряжения Wvc(s) может быть выполнен в виде ФНЧ 1-го порядка с частотой среза в 2-3 раза ниже частоты питающей сети, этот прием часто используется в системах управления активными корректорами коэффициента мощности. Значительно улучшить быстродействие контура регулирования напряжения можно путем установки после звена Wvc(s) устройства выборки-хранения, тактируемого с частотой сети [3]. При этом можно повысить частоту среза регулятора Wvc(s) без ухудшения качества формирования входного тока ДТВ. В макете ДТВ регуляторы Wcc(s) и Wvc(s) реализованы программно с синхронизацией контура регулирования напряжения с частотой сети.
Для стабилизации выходного напряжения на фиксированном уровне (т. е. при установке Uref = const) нужно уменьшить коэффициент трансформации Т1, поскольку в этом случае необходимо увеличение выходного напряжения вольтодобавочного инвертора. Так, при Ктр = 2 можно обеспечить стабилизацию выходного напряжения на уровне 600 В при изменении входного напряжения в границах 368-530 В. Однако средняя мощность инвертора, согласно выражению (4), в этом случае должна быть около 21 % мощности нагрузки.
При работе предлагаемого ДТВ в выпрямительном режиме его входные токи представляют собой прямоугольные импульсы шириной 120 электрических градусов (рис. 3). Входной коэффициент мощности в этом случае составляет 0,955, а коэффициент гармоник входного тока THDi = 31 %.
3
Мвх, /вх 1 0 -1 -2 -3
О (50 120 180 2440 300 360 420 480 540 600 660 720 roí, эл. град.
Рис. 3. Диаграмма входного фазного напряжения и тока ДТВ в выпрямительном режиме
При работе ДТВ в рекуперативном режиме (схема замещения для этого случая приведена на рис. 4) угол управления тиристорами моста устанавливается равным а = 180°. При этом выходное напряжение моста меняет знак, а для сохранения знака выходного напряжения ДТВ включаются ключи схемы изменения полярности S5, S6 (рис. 1).
Рис. 4. Схема замещения ДТВ в рекуперативном режиме
Для надежной коммутации тиристоров в этом режиме производится принудительное прерывание выходного тока тиристорного моста. Это выполняется благодаря кратковременному отключению в момент коммутации ключей схемы смены полярности ^5, S6), что приводит к быстрому сбрасыванию энергии дросселя L1 в выходные конденсаторы (С1, С2) и спада тока 1с1е до нуля. После этого ключи S5 и S6 схемы смены полярности снова открываются и на тиристоры подается управляющий сигнал. В практической реализации двунаправленного трехфазного выпрямителя прерывание тока производится на 500 мкс, что гарантирует закрытие тиристоров моста типа 25ТТS12FP, для которых время восстановления непроводящего состояния равно ^д = 110 мкс.
Входные токи в рекуперативном режиме представляют собой пары прямоугольных импульсов (рис. 5). Входной коэффициент мощности в этом случае составляет -0,892, а коэффициент гармоник входного тока равен THDI = 50 %. Уменьшение времени прерывания тока до 250 мкс приводит к повышению коэффициента мощности до -0,92 и уменьшению ТНБ! до 42 %.
3
ubx, /вх 1 0 -1 -2 -3
0 60 120 180 240 300 360 420 480 540 600 660 720 coi, эл. град.
Рис. 5. Диаграмма входного фазного напряжения и тока ДТВ в рекуперативном режиме
Возможна работа входного моста VS1-VS6 с углом управления менее 180°, что устранит необходимость принудительного прерывания тока. Но при этом возникает необходимость увеличения размаха выходного напряжения вольтодобавочного инвертора, что приведет к повышению потерь мощности в нем. Кроме этого, первая гармоника сетевого тока будет иметь реактивную составляющую индуктивного характера.
Для повышения эффективности системы и уменьшения потерь мощности вспомогательный инвертор может быть выполнен резонансным, с мягкой коммутацией ключей. Дальнейшим направлением исследований в данном направлении являются анализ работы системы в условиях несимметричного напряжения питания и разработка эффективных схемных решений, позволяющих значительно снизить коэффициент гармоник входного тока в выпрямительном и рекуперативном режимах работы.
В Ы В О Д
Разработан двунаправленный трехфазный активный выпрямитель с повышенным коэффициентом мощности, в котором за счет введения вольто-добавочного инвертора получена возможность стабилизизации выходного напряжения и уменьшения коэффициента гармоник входного тока. Определены оптимальные соотношения параметров основного выпрямителя и вольтодобавочного инвертора, позволившие минимизировать его мощность.
Л И Т Е Р А Т У Р А
1. C l a г e, J. C. Bidirectional Power Converter for Voltage Fed Inverter Machine Drives / J. C. Clare, P. R. Mayers, W. F. Ray // Proceedings of the 23rd Power Electronics Specialists Conference, Toledo, Spain, June 29-July 3. - Toledo, 1992. - Vol. 1. - Р. 189-194.
2. D r o f e n i k, U. A Novel Bi-Directional Three-Phase Active Third-Harmonic Injection High Input Current Quality AC-DC Converter / U. Drofenik, G. Gong, J. W. Kolar // Proceedings of the 9th European Power Quality Conference (PCIM), Nuremberg, Germany, May 20-22. -Nuremberg, 2003. - Р. 243-254.
3. Б у р л а к а, В. В. Активный корректор коэффициента мощности с повышенным быстродействием регулятора напряжения / В. В. Бурлака, С. В. Гулаков // Сучасш проблеми радютехнжи та телекомушкацш «РТ-2010»: Матерiали 6-1 Мiжнар. молодгжно! наук.-техн. конф. 19-24 квп-ня 2010 р. - Севастополь: Вид-во СевНТУ, 2010. - С. 54.
Поступила 10.07.2012
Ивх."
« ■ /
\ ;
* •
\ * /вх . /
"- _ _ ■
