ПРОГРАМНА РЕАЛіЗАЦіЯ ТА ДОСЛіДЖЕННЯ СИСТЕМИ ТУРБОКОДУВАННЯ НА БАЗі РЕКУРСИВНО СИСТЕМАТИЧНИХ КОДЕРіВ Текст научной статьи по специальности «Компьютерные и информационные науки»

Восточно-Европейский журнал передовым технологий ISSN 1729-3774

В роботi запропоновано програмна реа-лiзацiя системи турбокодування на мовi опису апаратних засобiв VHDL , що надае змогу реалiзацii даног системи кодування та декодування у ПЛ1С структурi. Розглянуто поведтку даног системи у каналi зв'язку з адитивним накладанням малопотужного шуму. Модульна побудова 16-ти бтового кодера та декодера за моделлю максималь-ног апрюрног ймовiрностi, дозволяе реалiзо-вувати систему турбокодування блоковим методом

Ключовi слова: VHDL, турбо-кодер, завадостшке кодування

В работе предложена программная реализация системы турбокодирования на языке описания аппаратных средств VHDL, что дает возможность реализации данной системы кодирования и декодирования в ПЛИС структуре. Рассмотрено поведение данной системы в канале связи с аддитивным наложением маломощного шума. Построение 16-ти битного кодера и декодера по модели максимальной априорной вероятности позволяет реализовывать систему турбокодирования блочным методом

Ключевые слова: VHDL, турбо-кодер, помехоустойчивое кодирование

УДК 004.056.2

ПРОГРАМНА РЕАЛ1ЗАЦ1Я ТА ДОСЛ1ДЖЕННЯ СИСТЕМИ ТУРБОКОДУВАННЯ НА БАЗ1 РЕКУРСИВНО СИСТЕМАТИЧНИХ КОДЕР1В

Л.Ф. Пол^танський

Доктор техычних наук, професор, завщувач кафедри* Контактний тел.: (03722) 4-24-36 E-mail: rt-dpt@chnu.cv.ua О. М . Е л i я ш i в Астрант*

Контактний тел.: 099-315-38-92 E-mail: melyart111@ukr.net Н.Г. Гладун*

Контактний тел.: 097-031-30-55 E-mail: estimate92@gmail.com *Кафедра радютехшки та шформацтноТ безпеки Чершвецький нацюнальний ушверситет iM. Юрiя

Федьковича

вул. Коцюбинського, 2, м. Черывщ, УкраТна, 58012

1. Вступ

В даний час мае мшце тенденщя широкого засто-сування систем завадостшкого кодування шформацп, що висувае все бшьш жорстю вимоги до виробiв елек-тронно! техшки. Це обумовлено складтстю задач, що потребують виршення - тдвищенню швидкодп та правдоподiбностi передачi шформацп, при одночасно-му зменшенню споживано! потужностi системи пере-дачi шформацп. Одним iз напрямкiв вирiшення ще! проблеми е використання програмованих лопчних iнтегральних схем ПЛ1С [1].

ПЛ1С - електронний компонент, що використову-еться для створення цифрових схем обробки шформацп. На вщмшу вщ звичайних цифрових мiкросхем, функцп виконуванi ПЛ1С не формуються в процес !х виготовлення, а задаються використовуючи програ-мування. Метою дано! роботи е дослщження i аналiз можливостей застосування ПЛ1С при побудовi систем завадостiйкого кодування.

Для проведення дослвдження був вибраний метод турбокодування, що вщноситься до методу прямого коректування помилок. Турбо-кодер формуеться шляхом паралельного з'еднання двох кодерiв, що роздшеш почерговувачем рис. 1.

B^ip кодерiв та no4eproByBa4iB може бути довшь-ним але при цьому зазвичай необхщно дотримуватись наступних вимог: використання щентичних кодеpiв; код повинен бути систематичним, тобто шформацшш бiти повиннi бути розташоваш на початку або в кшщ кодового слова; читання бтв почерговувачем повинно здiйснюватися у псевдовипадковому порядку.

Рис. 1. Структура турбо-кодера (РСЗ кодер — рекурсивно систематичний згортковий кодер)

©

Почерговувач здшснюе формування псевдовипад-ково! послвдовноси i3 вхiдних бiтiв, що не ствпадас з iнформацiйною послiдовнiстю [2].

2. Турбо-кодер на основi рекурсивних систематичних згорткових кодерiв

Розглянемо проси двiйковi згортковi кодери зi ступенем кодування 1/2, довжиною кодового слова К та пам'яттю порядку К - 1 [3]. На вхщ кодера в момент к, подаеться шформацшний бiт dk , що кодуеться био-вою парою ( ик , vk ):

uk = Z giidk-i по моДУлю 2 , gii = 0,1,

Vk = Z g2idk-i По моДУлю 2, g 2 i = 0,1,

(1)

(2)

Рис. 2. Структурна схема рекурсивно систематичного згорткового кодера

де G1 ={g1i} i G2 ={g2i} генератори коду, a dk що представляв двiйкову цифру 0 або 1 [4]. Цей кодер можна представити як лшшну систему з кшцевою дискретною iмпульсною характеристикою, що по-роджув добре знайомий несистематичний згортко-вий код.

Таю ж компоненти використовуються в рекурсивних систематичних згорткових (recursive systematic convolutional - RSC) кодах, осюльки в них по-передньо кодоваш бии даних повиннi подаватися на вхщ кодера. При високих ступенях кодування RSC кодери дають значно вишд результати, нiж кодери NSC, при будь-яких значеннях вщношення сигнал/ шум. Двшковий код RSC зi ступенем кодування 1/2 утворювться з коду NSC за допомогою контуру зворотнього зв'язку та встановлення одного з двох виходiв рiвним dk. Структурна схема кодера та грат-крова структура, що використовувались приведет на рис. 2 та рис. 3 вщповщно.

Рис. 3. Граткова структура RSC кодера

Розглянемо паралельну конкатенащю двох RSC-кодерiв, зi структурою приведеною на рис. 2. Турбо код будуеться iз складових кодiв з невеликою довжиною кодового слова (К = 3-5) [5]. Прикладом такого турбо кодера е кодер, структура якого приведена на рис. 1, в цш схемi перемикач vk забезпечуе ступiнь кодування коду рiвним 1/2 (без використання перемикача сту-пiнь кодування коду буде рiвна 1/3). Складовi коди по-виннi мати однакову довжину кодового слова i ступiнь кодування.

Для моделювання турбо-кодера використовува-лась вхщна послiдовнiсть, що складае масив даних розмiром 16 бiт. Для конкатенацп двох турбо-кодерiв використовався почерговувач

Принцип замiни почерговувачем вхвдних бiтiв на вихiднi виражений у табл. 1. NX - номер вхвдного бiта, а NY - номер вихiдного бiта, сформований почерговувачем [5].

Таблиця 1

Замша бтв почерговувачем

NX 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16

Ny 1 3 5 7 9 11 13 15 2 4 6 8 10 12 14 16

При моделюванш здшсненому на прикладi по-слщовносп bit_data = {1000010000100001}, де перший би е коректуючим, що завжди задаеться лопчною одиницею, а решта 15 бiт е iнформацiйними табл. 2.

Результатом моделювання роботи турбо - кодера е послщовшсть, що умовно под^яеться на три ча-стини.

Перша частина - послiдовнiсть вхiдних даних bit_data.

Друга та третя частина е кодовими послщовностя-ми двох кодерiв ( Y1kout, Y2kout ), табл. 2.

Таблиця 2

Послщовжсть вхiдних та вихiдних бтв кодера

0

Номер вхщного бгга 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16

Значения бтв ¡нформацшного повщомлення 1 0 0 0 0 1 0 0 0 0 1 0 0 0 0 1

Значення бтв друго! кодово! частини 1 1 1 0 1 0 1 0 1 1 1 0 0 0 0 1

Значення бтв третьо! кодово! частини 0 0 0 0 0 0 0 0 1 1 1 1 0 0 1 0

3. Модель каналу. Декодування

Шсля кодування даш передаються на модулятор призначенням якого е конвертування логiчного рiвня нуля чи одиницi у сигнальний рiвень ( +1 та -1 вщпо-вiдно). Моделювання каналу зв'язку здшснювалось накладанням малопотужного шуму на шформацшний сигнал.

Декодування проводилось з використанням схеми з оберненим зв'язком за максимальним значенням апостерюрно! ймовiрностi та прийняттям жорсткого ршення стосовно прийнятого сигналу [4].

Алгоритм максимально! апостерюрно! ймовiрностi базуеться на визначеннi коефвдента правдоподiбностi за метриками стану та плок, визначаеться за наступ-ним виразом:

L К = log

X«mslkmPk(+1r)

I

amS<>,maf(0,m)

Uk°k Pk+1

(3)

p

де, am - пряма метрика стану, 8k'm - метрика плки,

f(1,m)

обернена метрика стану.

Структура декодера рис. 4 мктить ланку оберне-ного зв'язку, що забезпечуе бiльшу ймовiрнiсть правильного декодування за рахунок збшьшення значень коевдента правдоподiбностi.

Розглянемо поетапно процес декодування, структурна схема якого приведена на рис. 4. Даш з каналу зв'язку разом iз першою кодовою послщовшстю по-ступають на перший декодер (DEC1). Результати про-грамного обчислення коефвденпв правдоподiбностi для масиву даних bit_data = {1000010000100001} зо-браженi в табл. 3. Замиимо, що перший бгг е не шфор-мацiйний, тому ми вважаемо його на рiвнi +1.

Наступним етапом е проходження масиву кое-фвденпв через почерговувач аналопчний тому, що використовуеться у кодерь Пiсля почерговувача данi поступають на другий декодер (DEC2) який викори-стовуе другу кодову комбшащю.

Коефiцiенти збiльшують свое значення по модулю, зб^ьшуючи тим самим ймовiрнiсть правильного де-кодування.

Надалi процес повторюеться iз врахуванням обер-неного зв'язку.

Оскiльки бшьшшть коефiцiентiв правдоподiбностi мають значення за модулем б^ьше "10", то е дощльним розпiзнавання бiтiв прийняттям жорсткого ршення, що здiйснюеться декодером HD (hard decisions). Кри-терiй прийняття ршення наступний: якщо коефiцiент правдоподiбностi бiльший 0 то порядковому бгту при-своюеться значення логiчноi одинищ, якщо навпаки - логiчний нуль. Як видно з табл. 4, значення бтв тсля прийняття жорстких ршень декодером HD по-вшстю спiвпадають зi значенням бiтiв шформацшного повiдомлення.

Де м ульти п л ексор

Рис. 4. Структурна схема турбо-декодера

Таблиця 3

Результати програмного обчислення коефщieнтiв правдоподiбностi

m

m

Коефщенти правдопод1бност1 L1 L2 L3 L4 L5 L6 L7 L8 L9 L10 L11 L12 L13 L14 L15 L16

Значення коефщен™ правдопод1бност тсля першого декодера - -1,6813 -0,61127 - 1,7157 -1,9184 1,8076 -0,2545 -0,82393 -0,58782 -0,57364 1,5616 -1,5995 -1,2686 -1,2138 -1,0000 1,9941

Значення коефщен™ правдопод1бност тсля другого декодера 6,804 - 2,543 - 2,481 - 4,252 - 5,4608 5,8122 - 2,1628 - 1,8671 - 4,3426 -5,9821 4,0805 - 4,4204 - 5,3171 -3,100 -4,0643 2,3446

Значення коефщен™ правдопод1бност тсля декодування першим декодером ¡з внесенням оберненого зв'язку 13,682 -8,7253 - 8,2566 - 20,769 - 10,750 9,5087 - 8,7005 - 8,6746 - 9,7023 -11,513 9,0696 - 10,092 - 11,697 -9,1004 - 10,056 12,348

Кшцев1 значення коефщенйв правдопод1бност1 22,780 - 15,187 - 19,067 - 19,778 - 18,383 13,017 - 21,236 - 16,46 - 17,802 - 43,194 11,015 - 12,570 - 28,261 -17,679 - 13,962 23,446

Таблиця 4

Жорстк ршення декодера

Номер

вихщ- 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16

ного б™

1 0 0 0 0 1 0 0 0 0 1 0 0 0 0 1

б^а

Запропонована модель системи турбо - кодуван-ня та декодування реалiзована на мовi опису апарат-них засобiв VHDL, що уможливлюе ïï реалiзацiю на ПЛ1С структурах. До особливостей побудови системи турбо - кодуваня на VHDL (Very high integrated circuits Hardware Description Language) вщноситься можлившть використання системи вщлому або роз-биття системи на окремi складовь Кiнцевий результат моделювання кодування та декодування вхщних та вихiдних даних приведенi в табл. 5.

Таблиця 5

Результат моделювання кодування та декодування вхщних та вихщних даних (dat — вхщ кодера, out_data — вихщ декодера)

5. Висновки

Запропонована методика аналiзу роботи кожного iз модулiв системи на мовi опису апаратних засобiв VHDL що надае можлившть апаратно! реалiзацii рiз-номанiтних рекурсивно - систематичних кодерiв.

Промодельована робота 16-ти биового турбо кодера, та декодера за методом максимально! апостерюрно! ймовiрностi.

Вивчена поведiнка дано! системи у каналi зв'язку з адитивним накладанням малопотужного шуму.

Литература

1. Соловьев, В.В. Проектирование цифровых систем на основе программируемых логических интегральных схем [Текст] / Соловьев В.В. М.: Горячая линия-Телеком, 2013, 636 с.

2. Dolinar, S. Weight Distributions for Turbo Codes Using Random and Nonrandom Permutations [Текст] / Dolinar S., Divsalar D., TDA Progress Report 42-122, Je Propulsion Laboratory, August 15, 1995, pp. 56-65.

3. Скляр, Б. Цифровая связь. Теоретические основы и практическое применение Изд. 2-е, испр. : Пер. c англ. [Текст] / Скляр Б. - М. : Издательский дом Вильямс, 2003, 1104 с.

4. Divsalar, D. On the Design of Turbo Codes [Текст] / Divsalar D., Pollara F. TDA Progress Report 42-123, Jet Propulsion Laboratory, November 15, 1995, pp. 99-121.

5. Berrou C. Near Shannon Limit Error-Correcting Coding and Decoding: Turbo Codes [Текст] / Berrou C., Glavieux A., Thitimajshima P. IEEE Proceedings of the Int. Conf. on Communications, May 1993 (ICC '93), pp. 1064-1070.

6. 1ванюк, П.В. Дослщження хаотичних процеав, гене-

рованих системою Лю [Текст] / П.В. 1ванюк, Л.Ф. ПолПанський, Р.Л. ПолПанський // Восточно-Европейский журнал передовых технологий. - 2011. - №4/9(52). - С. 11 - 15.

Name Value Name Value

El » dat 8421 13 oi_:t_data S421

dat(1 ) 1 out_data[1) 1

► dat(2) 8 out_data(2) 0

» dat(3) 0 • out_data(3) 0

=>- dat(4) 0 » out_data(4J □

r dat(5) □ -= out_data(5J □

»- dat(G) 1 * out_dsta(S) 1

- dat(7| 0 out_d£ta[7) 0

^ dat[8) 0 out_data[8) 0

dat(9) 0 out_data[9) 0

dat(1 0) 0 out_data[10| 0

- datfl 1 ) 1 « out_data(11 ) 1

' dat(1 2) 0 -» out_data[12) 0

dat(1 3) 0 out_data[13) □

dat(1 4) 0 -» out_data[14) □

datfl 5) 0 -» out_data(15) □

dat[1 G) 1 - 0LJt_dôta[1 G) 1

Abstract

For the research, the turbo-encoding method was chosen. It refers to the method of the direct correction of errors. We have implemented and studiedprogrammatically the turbo-encoding and decoding systems, according to the method of maximum final probability. The model of a turbo-encoder is based on the use of the recursive systematic convolutional encoders and the use of interleaver for the connection of the encoders. We have implemented and calculated the decoding model by the method of maximum final probability using feedback and the decoder of the output hard decision. The simulated operation of the system was implemented in the hardware description language VHDL, which allows its implementation on the EPLD structures. The special features of the system turbo-encoding development in VHDL (Very high integrated circuits Hardware Description Language) include the possibility of using the system as a whole or partitioning the system into separate components. The turbo-encoding system can increase the speed of information transfer without requiring an increase of a transmitter power, or can be used to reduce the required power in the transmission with given rate. An important advantage of the system is an independence of the decoding complexity from the length of the information block that allows the reduction of the possibility of the decoding error by increasing its length Keywords: VHDL, turbo-encoder, antinoise coding