CC BY
134
Радиофизика
Вестник Нижегородского университета им. Н.И. Лобачевского, 2011, № 1, с. 60-66
УДК 621.396
ПОВЫШЕНИЕ ПОМЕХОУСТОЙЧИВОСТИ ПЕРЕДАЧИ ИНФОРМАЦИИ ПО КАНАЛАМ С РАЗНЕСЕНИЕМ
© 2011 г. О.Р. Никитин, П.А. Полушин, М.В. Гиршевич, В.А. Пятое
Владимирский госуниверситет [email protected]
Поступила в редакцию 08.04.2010
Рассматриваются особенности, возникающие при передаче разнесенных сигналов по каналам с многолучевостью и рассеянием энергии по времени. Для устранения возникающих искажений предлагается использовать избыточность в частотной области и различные виды кодирования сигналов.
Ключевые слова: многолучевость, разнесение, стотная избыточность.
Постановка задачи
Системы передачи информации зачастую обладают внутренним ресурсом, который может быть использован для повышения помехоустойчивости передачи. В статье рассмотрены возможности повышения устойчивости к помехам и частотно-селективным замираниям, заключающиеся в избыточности частотного ресурса, что реализуется в форме частотного разнесения [1, 2].
Если передача ведется в условиях многолучевого распространения сигналов, то при выборе пути использования избыточности имеет значение ширина полосы спектра сигнала. Явление многолучевого распространения определяется радиофизическими особенностями трассы и имеет место, когда присутствует значительное число переотражателей естественного или искусственного происхождения. При тропосферном или ионосферном распространении радиоволн это неоднородности электрофизических свойств среды. В городских условиях многолучевость возникает из-за разнообразия городского рельефа с множеством металлических фрагментов.
Из-за многолучевости суммарный сигнал в точке приема является суперпозицией большого числа отдельных сигналов, пришедших по разным лучам и имеющих разную временную задержку. В результате этого во временной области происходит рассеяние энергии сигнала по времени. Из-за растягивания принимаемого сигнала по временной оси при цифровой передаче возникает наложение соседних символов и явление межсимвольной интерференции (МСИ).
межсимвольная интерференция, кодирование, ча-
В частотной области взаимные амплитуднофазовые соотношения в суперпозиции сигналов различаются на разных частотах. Это приводит к существенной неравномерности частотной характеристики канала и появлению провалов в каких-то ее областях (появлению частотноселективных замираний - ЧСЗ). Из-за нестаци-онарности свойств среды распространения структура МСИ и ЧСЗ также случайно меняется по времени. Параметры ЧСЗ определяются радиусом частотной корреляции Яр, т.е. расстоянием между двумя частотами, замирания коэффициентов передачи на которых можно считать некоррелированными.
Если ширина полосы спектра сигнала меньше Яр, то на сигнал действуют только «гладкие» замирания, при которых все частоты спектра сигнала замирают одновременно и искажений формы спектра не происходит. В этом случае использование частотного разнесения позволяет получить выигрыш при соответствующем комбинировании принятых сигналов. Замирания в различных ветвях разнесения происходят независимо, в результате чего глубина замираний суммарного сигнала после комбинирования уменьшается. Также появляется определенный выигрыш в отношении «сигнал/шум». Однако частотный ресурс, заключающийся в разнесении, можно использовать по-другому. Метод его использования зависит от того, имеется или нет в системе передачи канал обратной связи (например, служебный канал). Рассмотрим обе эти ситуации.
Канал обратной связи отсутствует
В этом случае по ветвям разнесения передаются не одинаковые копии сигнала, как в «клас-
сическом» разнесении, а различные сигналы, связанные между собой с помощью кодирования. (Кодирование производится дополнительно, независимо от того, был ли уже закодирован исходный информационный поток, или нет.)
Рассмотрим пример двукратного разнесения [3]. При использовании какого-либо блочного кода с к информационными и Ь проверочными символами наличие двукратного разнесения следует рассматривать как некоторое общее расширенное поле размера п = к + Ь для размещения и информационных, и проверочных символов одного блока, при этом Ь = к. После формирования подобного расширенного блока он передается не целиком по конкретному каналу разнесения, а его отдельные фрагменты передаются в разных каналах разнесения. При двукратном разнесении в одном разнесенном канале передается информационная часть блока, в другом канале разнесения одновременно с ней или с определенным временным сдвигом передается проверочная часть блока.
Если из-за замирания пропал сигнал в одной ветви разнесения, это означает, что в соответствующем кодовом блоке подверглись стиранию п/2 = Ь символов. С использованием исправляющих свойств кода эти символы могут быть восстановлены. Повышается устойчивость к воздействию импульсных помех. Раньше кодирование (если оно применялось) могло устранить только достаточно кратковременную помеху, поскольку обычно Ь << к, теперь будет устранена помеха значительно большей суммарной длительности, равной половине общей длины расширенного блока (или длине информационной части блока).
Применение сверточного кодирования даст еще больший выигрыш. В этом случае можно использовать алгоритмы «мягкого» декодирования Витерби и учитывать текущие уровни сигналов в ветвях разнесения.
В случае применения достаточно широкополосных сигналов с полосой спектра много шире Яр работа «классической» системы с разнесением осложняется существенным образом. При частотно-селективных замираниях в полосе рабочих частот происходят не только отклонения формы амплитудно-частотной характеристики от равномерной, но и отклонения фазочастотной характеристики от линейной, причем в разных ветвях разнесения фазочастотные характеристики различаются. Общим фазированием разнесенных сигналов подобную различную разность фаз в разных участках полосы спектра разнесенных сигналов убрать невозможно. В результате этого при сложении разнесенных
сигналов разные части спектра сигнала складываются с разным фазовым сдвигом, что в различных участках спектра сигнала приводит как к усилению, так и к ослаблению спектральных составляющих, и неравномерность амплитудночастотной характеристики не уменьшается. Не устраняется при этом и МСИ, то есть использование разнесения как метода теряет смысл.
В этих условиях предлагается модифицировать метод [4]. Модификация схожа с обработкой исходного информационного потока в известном методе модуляции OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplex). Так же как и при OFDM, в полосе сигнала используется несколько поднесущих. Исходный поток символов разбивается на несколько подпотоков по числу поднесущих, образующих М частных каналов. Скорость передачи символов во всех частных каналах одинакова и меньше скорости исходного потока символов в М раз. В результате длительность каждого символа можно также увеличить в М раз, и МСИ на него будет влиять в гораздо меньшей степени.
Однако если при использовании OFDM устраняется влияние МСИ, то негативное проявление ЧСЗ остается. В полосах спектра, где происходит ЧСЗ, нарушается передача соответствующего подпотока информационных символов, которые теряются безвозвратно.
Предлагаемая модификация метода частотного разнесения состоит в том, что частотный диапазон всех каналов разнесения также разбивается на поддиапазоны. В отличие от OFDM, здесь ширина поддиапазонов определяется не длительностью информационных символов, а требованием, чтобы внутри каждого поддиапазона замирания были «гладкими», то есть соотношением между Rf и П0, где П0 - ширина полосы частот исходного информационного сигнала. Исходный сигнал также разбивается на подпотоки, передаваемые каждый в своем поддиапазоне. Пусть П0 = MRf, т.е. в одном канале разнесения имеется М подканалов для передачи исходного информационного сигнала. Но за счет избыточности в системе имеется еще M(N — 1) таких же подканалов, где N - кратность разнесения.
В модифицированном методе поток информационных символов кодируется с кодовой скоростью, равной 1/N. Поток символов возрастает в N раз, и для его передачи используются все MN подканалов.
В этой ситуации преимущество, очевидно, имеют сверточные коды. В принимаемом сигнале уровень символов разных подканалов из-за ЧСЗ значительно различается, что указывает на
Рис. 1. Передающая часть системы без обратной связи
желательность использования «мягкого» декодирования. Эффективное «мягкое» декодирование блочных кодов сопряжено со значительными математическими и техническими трудностями, тогда как «мягкие» алгоритмы Витерби для декодирования сверточных кодов реализуются достаточно просто.
На рис. 1 и 2 представлены варианты структурных схем передающей и приемной частей системы, реализующей метод для двукратного разнесения.
Блоки передающей части системы работают так. На вход сдвигового регистра (СД1), имеющего М ячеек памяти, поступает непрерывная бинарная последовательность символов Бинф с частотой /$. Эта последовательность порциями по М символов переписывается в сдвиговый регистр СД2 и далее кодируется в кодере К. Закодированная последовательность символов последовательно заполняет сдвиговый регистр СД3, имеющий 2М ячеек, и порциями по 2М символов переписывается в регистр памяти РП.
Таким образом, каждый параллельный выход РП соответствует своему подканалу. Содержимое ячеек РП меняется с частотой /М, что позволяет удлинять символы, передаваемые в каждом подканале, и избавляться от МСИ. Значения этих символов используются в блоках модуляции, состоящих из генераторов подне-сущей (ГПН) и модуляторов (М) и объединенных в две группы модуляторов для двух каналов разнесения. Далее после сложения подпото-ков в сумматорах они формируют два групповых сигнала и с помощью передатчиков (ПРД) излучаются в пространство.
На приемной стороне каждый частотно-разнесенный канал принимается своим приемником (ПРМ). После этого с помощью фильтров (Ф) выделяются подпотоки и в демодуляторах (ДМ) демодулируются. В сдвиговом регистре (СД4) из набора символов, полученных при демодуляции, формируется последовательный поток для декодирования. Одновременно с помощью амплитудных детекторов (АД) и аналого-цифровых преобразователей (АЦП) изме-
Рис. 2. Приемная часть системы без обратной связи
ряются уровни сигналов в каждом подканале. Информация об этих уровнях аккумулируется в блоке памяти (БП) и одновременно с информационным потоком поступает на декодер Витер-би (ДК) для осуществления «мягкого» декодирования. Декодер преобразует закодированную последовательность символов, следующих с частотой 2/, в выходную информационную последовательность с частотой /.
Нетрудно заметить, что на передающей стороне совокупность выходных сигналов РП разделяется на две группы только потому, что использованы два передатчика в разных частотных диапазонах. Если бы частотные полосы обоих каналов разнесения были расположены совместно, чтобы быть охваченными одним передатчиком, то разделение на две группы необязательно. Поэтому метод может быть использован не только тогда, когда частотная избыточность присутствует в виде запаса по ширине полосы, кратного полосе одного из каналов разнесения (в данном случае - двукратного
запаса), но и в случае любого по ширине, т.е. кратность необязательна.
Если частотная избыточность невелика, то количество новых символов, добавляемых при кодировании, также невелико. При большом запасе можно скорость кодирования выбирать достаточно большой и обеспечивать большую помехоустойчивость передачи информации. Поскольку алгоритм работы не меняется от соотношения величины частотного запаса и полосы одного канала, это не соответствует понятию кратности разнесения в обычном понимании. В этом обобщенном случае можно говорить о дробной кратности разнесения.
Рассмотрим вероятность того, что в результате ЧСЗ произойдет утеря информации хотя бы в одном из подканалов. Если используется подход, аналогичный OFDM, то вероятность Р2 этого события равна
Р2 = 1 - (1 -PX)M , где Р\ - вероятность утери одного из подканалов из-за воздействия ЧСЗ. В случае использо-
вания предлагаемого метода вероятность утери одного из подканалов равна:
= _ м+я-,
3 ,=Х+1 ¡'(М+Я -1)' 1( ■' ’
где Q - количество дополнительных подканалов, организуемых за счет частотной избыточности. Величина Р3 значительно ниже, чем Р2, и быстро падает с ростом М и Q. Оценка Р3 приведена для случая «жесткого» блочного декодирования. Если использовано «мягкое» сверточное декодирование, то выигрыш будет больше.
Канал обратной связи имеется
В этом случае информация о параметрах принятых сигналов может быть послана на передающую сторону. Оценивается качество передачи в каждом подканале, и кодирование производится в каждом из них самостоятельно в зависимости от состояния этого канала [5].
Сказанное можно проиллюстрировать на примере блочного кодирования. Пусть в каждом подканале (под номером у, у = 1 ^ М + Q) используется блочный код с размером блока в Пу символов, из которых ку символов информационные, остальные Ьу символов проверочные, П = ку + Ьу. Тогда если за какой-то промежуток времени в системе без избыточности можно передать Ь1 = пМ символов, то в рассматриваемом методе за тот же промежуток времени можно передать уже Ь2 = п(М + Q) = Ь1 + Д£ символов.
Величина «добавки» ДЬ распределяется между подканалами так, чтобы скомпенсировать ухудшение качества передачи в каждом из них. Для этого соблюдаются условия:
м+<2 м+Я
пМ = XkJ ’ ПЯ = XbJ .
]=1 ]=1
В «плохих» подканалах убавляется количество информационных символов и прибавляется количество проверочных символов, чтобы скомпенсировать ухудшение качества передачи. В «хороших» подканалах, наоборот, количество проверочных символов уменьшается, так как качество передачи и так хорошее, а количество информационных символов прибавляется, чтобы восполнить уменьшение скорости передачи в «плохих» подканалах. При этом изменяется скорость передачи информации в каждом подканале, а величина ошибки символов остается примерно одинаковой во всех подканалах. Происходит обмен ресурсом качества передачи между подканалами при сохранении общей скорости передачи информации постоянной.
При достаточно большом общем числе подканалов М + Q, при одинаковых статистических свойствах замираний в каждом подканале, считая статистические свойства совокупности каналов в целом постоянными, можно сделать вывод, что при работе количество как «плохих», так и «хороших» и «средних» подканалов будет примерно постоянным. При постоянной скорости будет наблюдаться примерно постоянная величина вероятности символьной ошибки.
Однако, в случае небольшого количества подканалов, если сохранять постоянной скорость передачи информации, вероятность одновременного ухудшения передачи сразу в значительном числе каналов становится заметной, а значит, заметна и возможность временного значительного ухудшения передачи информации. В этом случае, если допустима некоторая задержка в передаче информации, можно организовать обмен ресурсом избыточности не только между каналами, но и во временной области. Это достигается регулировкой не только скорости передачи в отдельных подканалах, но и общей скорости передачи информации по системе в целом.
Для этого поток информационных символов, предназначенных для передачи, записывается в аккумулирующую память с постоянной скоростью, а считывается с переменной скоростью. Скорость считывания зависит от суммарного качества всех подканалов. В промежутки времени общего ухудшения качества передачи во всех подканалах сокращаются информационные части ку блоков и общая скорость передачи сокращается. Отставание передачи компенсируется тем, что в другие промежутки времени она ведется с повышенной скоростью.
Укрупненные структурные схемы для реализации этого метода приведены на рис. 3 и 4. На передающей стороне (рис. 3) поток информационных символов Бинф поступает и записывается в аккумулирующую память (АП) с постоянной скоростью, а считывается со скоростью, зависящей от общего состояния подканалов передачи. Далее коммутатор (Комм) распределяет поток символов по подканалам в соответствии с их качеством. В каждом подканале к символов записываются в блоки памяти (БП). Далее в кодерах (К) к ним прибавляется соответствующее число проверочных символов, производится модуляция в модуляторах (М), в сумматоре образуется групповой сигнал, и с помощью передатчика (ПРД) он передается. Работа блоков управляется с помощью блока управления
(БУ1).
Рис. 3. Передающая часть системы с обратной связью
Рис. 4. Приемная часть системы с обратной связью
На приемной стороне (рис. 4) подпотоки разделяются фильтрами (Ф), далее с помощью демодуляторов (ДМ) и декодеров (ДК) из них выделяются информационные части. С помощью коммутатора (Комм) компонуется непрерывный поток переданных информационных символов Бинф. В анализаторе уровней (АУ) непрерывно определяется качество сигналов во всех подканалах. На основе этого блок управления (БУ2) устанавливает величину информационных и проверочных частей блоков для всех подканалов. Эта служебная информация посылается на передающую сторону и управляет работой БУ1.
Для организации считывания с неравномерной скоростью при равномерной записи поступающих символов необходима аккумулирующая память определенного объема. В [6] рассмотрены возникающие при этом вопросы. Важным является выбор соотношения между
скоростью поступления символов и средней скоростью их считывания. При их равенстве могут возникать ситуации как переполнения памяти, так и ее опустошения. Первая ситуация соответствует длительному общему ухудшению качества подканалов. При переполнении аккумулирующей памяти, несмотря на необходимость снижения скорости передачи для сохранения качества, это сделать невозможно и качество передачи информации снижается.
Во второй ситуации, когда общее качество подканалов высокое и можно бы передавать потоки символов с повышенной скоростью, источник информации с такой скоростью их не вырабатывает и скорость передачи определяется скоростью выработки, т.е. величина символьной ошибки становится существенно меньше, чем требуется нормами.
Чем больше вероятность одной ситуации, тем меньше вероятность другой. Изменяя соот-
ношение между скоростью выработки символов и средней скоростью передачи, можно смещать соотношение вероятностей в ту или иную сторону. При увеличении объема аккумулирующей памяти вероятность обеих ситуаций одновременно снижается, но увеличивается задержка при передаче информации.
Здесь необходимо отметить следующее. При отсутствии обратной связи все подканалы априорно считаются одинаковыми по качеству, а на приемной стороне качество сигнала в них различается, и при декодировании последовательности символов эффективнее использовать «мягкое» декодирование. При использовании блочных кодов «мягкое» декодирование затруднительно, в то время как при использовании сверточных кодов «мягкое» декодирование легко осуществимо практически. В случае обратной связи все принимаемые символы поступают примерно одинакового качества и «применение» «мягкого» кодирования необязательно, достаточно эффективно «жесткое» декодирование, которое легко реализуется блочными кодами.
Постоянство качества всех символов достигается на передающей стороне изменением параметров кодирования. По аналогии эту ситуацию логично обозначить как «мягкое» кодирование. Подобное «мягкое» кодирование осуществить, вероятно, проще с помощью блочных кодов. Соотношение между размерами информационной и проверочной частей в блочных кодах без затруднений можно менять достаточно точно с мелким дискретом, особенно при большой длине блока. А в сверточных кодах скорость кодирования регулируется, например, путем перфорации (выкалывания) существенно грубее.
Выводы
Избыточность частотного ресурса системы передачи можно использовать более эффективно, чем это делается с помощью частотного разнесения. Эта возможность осуществима так-
же путем дробного разнесения, когда избыточность не составляет величины, кратной полосе исходного передаваемого информационного сигнала.
Весь имеющийся частотный ресурс используется для параллельной передачи кодированных информационных символов в подканалах, полоса которых определяется величиной радиуса частотной корреляции на данной трассе передачи. Таким образом, устраняется воздействие межсимвольной интерференции и частотно-селективных замираний на передаваемые сигналы.
В случае отсутствия канала обратной связи следует применять сверточные коды с «мягким» декодированием на приемной стороне. При наличии канала обратной связи эффективно применение «мягкого» блочного кодирования передаваемых сигналов с «жестким» декодированием на приеме.
Список литературы
1. Скляр Б. Цифровая связь. Теоретические основы и практическое применение. М.: Изд. дом «Вильямс», 2003. 1104 с.
2. Полушин П.А., Самойлов А.Г. Избыточность сигналов в радиосвязи. М.: Радиотехника, 2007. 256 с.
3. Полушин П.А. Возможности метода разнесенного кодирования // Материалы 7-й МНТК «Перспективные технологии в средствах передачи информации». Владимир. 10-12 октября 2007. С. 198199.
4. Никитин О.Р., Полушин П.А., Гиршевич М.В., Пятов В.А. Повышение скорости передачи информации в каналах с рассеянием по времени // Информация и космос. 2009. № 3. С. 21-23.
5. Патент на полезную модель № 85050, МПК Н04В 7/04. Устройство обработки цифровых сигналов / Никитин О.Р., Полушин П.А., Гиршевич М.В., Пятов В.А. (Россия). - Оп. 20.07.2009. Бюлл. № 20.
6. Гиршевич М.В. Использование частотной избыточности для улучшения энергетических показателей при передаче сигналов // Проектирование и технология электронных средств. 2008. № 3. С. 13-18.
INCREASING THE INTERFERENCE IMMUNITY OF INFORMATION TRANSFER THROUGH CHANNELS WITH DIVERSITY
O.R. Nikitin, P.A. Polushin, M.V. Girshevich, V.A. Pyatov
Some peculiarities of diversity signal transmission through multipath channels with energy dissipation are examined. Frequency redundancy and different types of signal encoding are proposed to remove arising distortions.
Keywords: multipath propagation, diversity, intersymbol interference, coding, frequency redundancy.
