CC BY
4Формирование и усиление сигналов
ШЫ2221-2574
УДК 621.396.61
Оценка работы усилителя мощности с автокомпенсацией при воздействии полигармонической помехи
Жиганова Е.А.
В работе приведены результаты математического моделирования усилителя мощности с автокомпенсацией интермодуляционных колебаний при воздействии полигармонического помехово-го сигнала на нелинейные элементы устройства.
Ключевые слова: комплексная огибающая, интермодуляционные колебания, усилитель мощности, автокомпенсация, коэффициент внутриполосных колебаний.
В устройствах автокомпенсации, использующих квадратурное сложение сигналов, возможно одновременное и раздельное управление фазой и амплитудой сигнала, а, следовательно, и одновременно независимая компенсация амплитудных и фазовых искажений в усилителях.
За счет использования обратной связи и усилителей мощности с регулируемым коэффициентом усиления происходит компенсация фазовых и амплитудных искажений, возникающих в усилителях мощности и звеньях схемы.
На рис. 1 приведена модель структурной схемы квадратурного усилителя мощности с автокомпенсацией интермодуляционных ко-
лебаний, используемая для его математического моделирования.
Пусть на вход схемы квадратурного усилителя мощности с управляемыми усилителями УУ1 и УУ2 с генератора поступает полезный сигнал, комплексная огибающая которого имеет вид
ивх (?) = ивх (?)еРвх(0, (1)
где ивх(?), рвх(?)- амплитуда и фаза входного сигнала, соответственно.
В первом плече схемы входной сигнал изменяет свою фазу на величину р=Р2, тогда выражения для комплексных огибающих входных полезных сигналов УУ1 и УУ2, соответственно, примут вид
^N2221-2574
Формирование и усиление сигналов
и 1(?) = и х (?)е
1 | (вх (0+р
(2)
и 2(0 = их (?)е ((0. (3)
Пусть на управляемые усилители воздействует помеха, при воздействии ее на нелинейный элемент сигнал можно привести к эквивалентному воздействию на вход, поэтому, как показано на рисунке, входной сигнал и помеховый складываются. Комплексная огибающая помехового сигнала в общем виде
и п (?) = и П (?)е(П ), (4)
где иП(?),(П(?) - амплитуда и фаза помехово-го сигнала, соответственно.
Тогда комплексные огибающие входных сигналов УУ1 и УУ2, соответственно, запишутся как
и 1П (?) = и х (?)е
]\ (вх (?)+р
+ иП (?)е(П(?), (5)
и 2 П (?) = ивх (?)е (вх (0 + ип (?)е (П (0. (6) Используя полученное ранее выражение для комплексной огибающей выходного сигнала нелинейного элемента [1], содержащее информацию о первой гармонике сигнала и спектре вокруг нее, получим комплексные огибающие выходных сигналов управляемых усилителей УУ1 и УУ2, соответственно,
• IV! ж
IУУ1 (?) = 2Xа^тА^)) X4(ти0)е^),(7)
т=0 п=-¥
• М ¥
IУУ2(?) = 2X атЬ (тА2 (?)) X 1п (тио)е^ ,(8)
П=-¥
где Д(?) =
и 1П (?)
М?) =
и 2 П (?)
- ампли-
туды входных сигналов УУ1 и УУ2,
Ф1 (?) = а^и 1П (?)), Ф2 (?) = arg(U 2 п (?)) - фазы входных сигналов УУ 1 и УУ2,и0 - смещение активных элементов усилителей.
Комплексная огибающая выходного сигнала сумматора КУМ примет вид • • •
I КУМ (?) = IУУ1 (?) + I УУ 2 (?). (9) Выходной сигнал схемы помимо амплитудно-фазовых искажений, обусловленных
(10)
(11)
наличием в спектре интермодуляционных составляющих из-за воздействия помехи, содержит амплитудно-фазовые искажения, возникающих из-за асимметрии плеч, неста-бильностей параметров устройств, входящих в схему, и воздействия других дестабилизирующих факторов различной природы.
Напряжения управления, поступающие из трактов формирования управляющих сигналов на УУ 1 и УУ2, примут вид
иупр1 (?) = —КФ ' КфнчФ (р)иупрФ1 (?) —
- КА ■ КфнчА (р)иупрА (?),
иупр2 (?) = КФ ■ КфнчФ (р)иупрФ 2 (?) — — КА ■ КфнчА (р)иупрА (?),
где КУС1 - коэффициент усиления усилителя УС1, ифнчФ(?) - выходное напряжение ФНЧ в цепи ФД с передаточной характеристикой КфнчФ(р), КУС2 - коэффициент усиления усилителя УС2, ифнчА(?) - выходное напряжение ФНЧ в цепи АД с передаточной характеристикой КфнчА (р).
Комплексная огибающая выходного сигнала КУМ с автокомпенсатором с учетом выражений (3.17), (3.18), (3.19) запишется как
• М ¥
IКУМ (?) = 2X атМтА^)) X 4 (т ■ (и +
т=0 п=—¥
+ иупР1(ФШ,) + 2^ат^тА!«)) XК(т ■(и. + (12)
т=0 п=—¥
+ и упр2 (? ))УФЛ' >.
Математическое моделирование устройства с использованием нелинейного уравнения проведено в среде МаШСАБ.
Рассмотрим случай воздействия полигармонического сигнала, состоящего из трех гармонических процессов. Комплексные огибающие полезного и помехового сигналов в дискретной форме будут иметь вид
и вх [п] = и1 /2[п] = и 2е ]АаппД? + и 2е
(13)
] 2ДюппД? + и е У3Алл-пДг
т=0
Формирование и усиление сигналов
ШК2221-2574
Гог г е 0.. I — I - 1
I. - 2.). £
а • 1п (1 А1 )
т V V
£ 1п[|р| , ш.(и1 + 0.85)]
_Р =-10
, 8
+ 2-е"ф: а • 1п(1,тА2 )• ш V V
ш=0
£ 1п[|р| , т(и2 + 0.85)]
_р =- 10
- I ат(I
- (I. )-р
ГГ — а1 • + а2 • у1 + Ь1 • ГГ у1 —
А — (|М-241)
Га — а1 • А + а2 • у2 + Ь1 • Га у2 — А и1 — -ГГ - Га и2 — ГГ - Га
Рис. 2.
В качестве модели фильтра нижних частот примем модель, предложенную в [2] и тогда выходной сигнал ФНЧ запишем в виде
и
ФНЧА ,ФНЧФ
[п] = а1иФД,АД [п] +
+ а 2ифд ад [п -1] + Ь1иФНЧ [ п -1],
(14)
'ФД, АД
где а1 = Д/'К^НЧ , а2 = М^_КФИЧ_
2Т
2Т
Ь1 = е т , Т - постоянная времени фильтра.
Напряжения на выходе амплитудного и фазового детектора
я 4
иФД[п] = $ФД иАД [п] = КАД
а^
IКУМ [п]
IКУМ [п]
-и1
(15)
Модели сумматоров управления с учетом инверторов ИНВ1 и ИНВ УС2 имеют вид
иупр1[п] = -иупрФ1[п] - иупрА[п] ,
и.
упр 2 [п] = иупрФ2 [п] - иупрА [п] . (16)
Цикл обработки входного сигнала квадратурным усилителем с автокомпенсацией при воздействии полигармонического сигнала приведен на рис. 2.
На рис. 3 и 4 приведены временные зависимости сигналов на выходе квадратурного усилителя мощности без автокомпенсации и с автокомпенсацией интермодуляционных колебаний при КА=КФ=1, соответственно.
Из рис. 3 и 4 видно, что даже при единичных коэффициентах регулирования амплитуды и фазы, комплексная огибающая выходного сигнала определяется только полезным входным сигналом и в незначительной степени искажена полигармоническим помехо-вым сигналом, который практически полностью скомпенсировался в автокомпенсаторе. Однако для более детальной оценки работы
ш = 0
т
е
ISSN2221-2574
Формирование и усиление сигналов
автокомпенсатора были построены спектры модулированных выходных сигналов устройства без автокомпенсации и с автокомпенсацией, приведенные на рис. 5 и 6, соответственно.
Коэффициент внутриполосных колебаний, рассчитанный с учетом всех спектральных составляющих попавших в узкую полосу частот выходного сигнала, для схемы без автокомпенсации составил КВПК=0,35, а для схемы с автокомпенсацией - КВПК =0,02.
Литература
1. Жиганова, Е.А. Разработка моделей нелинейных усилителей гармонических сигналов в условиях сложномодулированных помех / Методы и устройства передачи и обработки информации: Межвуз. сб. научн. тр.- Вып. 11. / Под ред. В. В. Ромашова, В.В. Булкина. - М.: «Радиотехника», 2009. -С. 51-57.
2. Ромашов, В.В. Нелинейное уравнение синтезатора частот с автокомпенсацией амплитудно-фазовых искажений / В.В. Ромашов, Е.А. Жиганова // Вопросы радиоэлектроники. Серия «Общетехническая». -Вып. 1.- 2010. -С. 11-17.
3. Жиганова, Е.А. Анализ работы усилителя мощности ЧМ сигналов в условиях сложномодулированных помех / Проектирование и технология электронных средств.-2010.-№1 С. 25-29.
4. Ромашов, В.В. Метод комплексной огибающей в спектральном анализе нелинейного устройства / В.В. Ромашов, Е.А. Жиганова // Радиотехнические и телекоммуникационные системы. -2011.-№ 1. -С. 25-28.
Рис. 5.
0|--1-
-20-40-60" I, -80- loo'— — — " — — —"—-
О 10 20 30
Рис. 6.
Поступила 11 января 2012 г.
Inworkresultsof mathematical modeling of the amplifier of capacity with auto-indemnification intermodulation fluctuations at influence polyharmonious signal on nonlinear elements of the device are resulted.
Key words/complex bending around, intermodulation fluctuations, the amplifier of capacity, autocompensation, factor of intra band fluctuations.
Жиганова Елена Александровна - к.т.н., доцент кафедры радиотехники Муромского института (филиала) ФГБОУ ВПО «Владимирский государственный университет имени Александра Григорьевича и Николая Григорьевича Столетовых». E-mail: s_zh_72@mail.ru.
